專利名稱：：交流電機的控制裝置以及交流電機的控制方法
技術領域：
：本發明涉及交流電機的控制裝置以及交流電機的控制方法，特別涉及進行矩形波控制的交流電機的控制裝置以及交流電機的控制方法。
背景技術：
：在交流電機的控制中，在脈沖寬度調制(PWM)驅動方式下輸出電壓由于直流電源電壓而受到限制的動作區域等中使用矩形波電壓驅動方式。在這樣的矩形波控制中，日本特開號公報(專利文獻1)公開了如下技術檢測提供到各相的矩形波電壓的0N/0FF寬度的不平衡量，修正對電壓波形的模式進行切換的定時。由此，能夠抑制由于轉子位置傳感器的誤差引起的矩形波電壓的0N/0FF寬度的不平衡，能夠減低失調電流。專利文獻1日本特開號公報專利文獻2日本特開2006-74951號公報專利文獻3日本特開2006-14426號公報專利文獻4日本特開號公報專利文獻5日本特開2004-23920號公報
發明內容然而，日本特開號公報，雖然減低由轉子位置傳感器的誤差引起的失調電流，但失調電流的原因并不限于此。例如，在使電壓相位變化而進行轉矩控制時，矩形波電壓的0N/0FF寬度暫時不為固定，從而產生失調電流。本發明的目的在于提供一種在進行矩形波電壓控制時抑制了產生失調電流的交流電機的控制裝置。本發明概括而言是一種交流電機的控制裝置，該控制裝置具備檢測交流電機的旋轉位置的傳感器；和控制部，其基于傳感器的輸出進行向交流電機的各相提供矩形波電壓的控制。控制部，在基于傳感器的輸出確定的電角度的一個周期內，使各相的矩形波電壓的電壓相位相對于各相的轉換基準相位的變化量在每次轉換相等地增加或減少。優選的是，控制部，對電角度的每一個周期算出矩形波電壓的電壓相位變化的合計量，將合計量除以一個周期內的轉換次數來設定各相的矩形波電壓的電壓相位的變化量的增減量。更優選的是，控制部，基于指示交流電機產生的轉矩量的轉矩指令，算出矩形波電壓的電壓相位變化的合計量。更優選的是，控制部，將在一個周期內第η次轉換相對于各相的轉換基準相位的相位差設定為增減量的η倍。本發明，根據另一方式是一種交流電機的控制方法，該控制方法包括判斷步驟，基于檢測交流電機的旋轉位置的傳感器的輸出來判斷是否使交流電機的各相的矩形波電壓的電壓值轉變；決定步驟，在基于傳感器的輸出確定的電角度的一個周期內，決定各相的矩形波電壓的電壓相位相對于各相的轉換基準相位的變化量，使得該變化量在每次轉換相等地增加或減少；以及執行步驟，基于轉換基準相位和變化量，執行使各相的矩形波電壓的電壓值轉變的轉換動作。優選的是，交流電機的控制方法還包括算出步驟，對電角度的每一個周期算出矩形波電壓的電壓相位變化的合計量；和設定步驟，將合計量除以一個周期內的轉換次數來設定各相的矩形波電壓的電壓相位的變化量的增減量。更優選的是，決定步驟，將在一個周期內第η次轉換相對于各相的轉換基準相位的相位差設定為增減量的η倍。根據本發明，在進行矩形波電壓控制時能夠抑制產生失調電流并且防止過電流和異常振動。圖1是本發明的實施方式的電機驅動系統的整體結構圖。圖2是說明在本發明的實施方式的電機驅動系統中使用的控制方式的圖。圖3是說明控制方式的選擇方法的流程圖。圖4是說明與電機條件對應的控制方式的切換的圖。圖5是由控制裝置30執行的PWM控制的控制框圖。圖6是由控制裝置30執行的矩形波電壓控制的控制框圖。圖7是示出了在矩形波控制中穩定時沒有操作電壓相位的情況下的各相的電壓波形的波形圖。圖8是用于說明由于電壓相位的操作而產生失調電流的例子的圖。圖9是示出了本申請的發明被應用時的電壓相位的變化的一例的波形圖。圖10是用于對實現圖9所示的矩形波控制的控制進行說明的流程圖。符號的說明5負極線；6正極線；7正極線；10#直流電壓產生部；10電壓傳感器；13電壓傳感器；12轉換器；14變換器(inverter，逆變器)；15U相臂；16V相臂；17W相臂；24電流傳感器；25解算器(resolver)；30控制裝置；100電機驅動系統；200PWM控制部；210電流指令生成部；220、250坐標變換部；240、430PI運算部；260PWM信號生成部；270控制模式判定部；400矩形波電壓控制部；420轉矩推定部；432相位限制器；440矩形波產生部；450信號產生部；B直流電源；C0、C1平滑電容器；DlD8二極管；Ll電抗器；Ml交流電機；QlQ8開關元件；SRI、SR2系統繼電器。具體實施例方式以下，參照附圖對本發明的實施方式進行詳細說明。在以下中對圖中的相同或相當部分標記相同的符號，原則上不重復其說明。圖1是本發明的實施方式的電機驅動系統的整體結構圖。參照圖1，本發明的實施方式的電機驅動系統100具備直流電壓產生部10#、平滑電容器Co、變換器14以及交流電機Ml。交流電機Ml例如是產生用于驅動混合動力汽車或者電動汽車的驅動輪的轉矩的驅動用電動機。或者，該交流電機Ml可以被構成為具有由發動機驅動的發電機的功能，也可以被構成為一并具有電動機和發電機的功能。而且，交流電機Ml可以相對于發動機而作為電動機工作，例如，作為可以進行發動機啟動的電機而被組裝到混合動力汽車中。直流電壓產生部10#包括被構成為能夠充電的直流電源B、系統繼電器SR1、SR2、平滑電容器Cl和升降壓轉換器12。直流電源B被構成為包括例如鎳氫或鋰離子等二次電池。或者，可以由雙電荷層電容器等蓄電裝置構成直流電源B。直流電源B輸出的直流電壓Vb由電壓傳感器10來檢測。電壓傳感器10將檢測出的直流電壓Vb向控制裝置30輸出。系統繼電器SRl連接在直流電源B的正極端子與正極線6之間，系統繼電器SRl連接在直流電源B的負極端子與負極線5之間。系統繼電器SR1、SR2根據來自控制裝置30的信號SE來接通/斷開。更具體而言，系統繼電器SR1、SR2根據來自控制裝置30的H(邏輯高)電平的信號SE來接通，根據來自控制裝置30的L(邏輯低)電平的信號SE來斷開。平滑電容器Cl連接在正極線6與負極線5之間。升降壓轉換器12包括電抗器Li、電力用半導體開關元件Ql、Q2和二極管Dl、D2。電力用半導體開關元件Ql和Q2串聯連接在正極線7與負極線5之間。電力用半導體開關元件Ql和Q2的接通/斷開由來自控制裝置30的開關控制信號Sl和S2來控制。在本發明的實施方式中，作為電力用半導體開關元件(以下，簡稱為“開關元件”)，能夠使用IGBT(InsulatedGateBipolarTransistor，絕緣柵雙極型晶體管)、電力用M0S(MetalOxideSemiconductor，金屬氧化物半導體)晶體管或者電力用雙極晶體管(BipolarTransistor)等。相對于開關元件Q1、Q2，分別反向并聯地配置有二極管D1、D2。電抗器Ll連接在開關元件Ql和Q2的連接節點與正極線6之間。此外，平滑電容器CO連接在正極線7與負極線5之間。變換器14包括并聯設置在正極線7與負極線5之間的、U相臂15、V相臂16和W相臂17。各相臂包括串聯連接在正極線7與負極線5之間的開關元件。例如，U相臂15包括開關元件Q3、Q4。V相臂16包括開關元件Q5、Q6。W相臂17包括開關元件Q7、Q8。此外，相對于開關元件Q3Q8，分別反向并聯地連接有二極管D3D8。開關元件Q3Q8的接通/斷開由來自控制裝置30的開關控制信號S3S8來控制。各相臂的中間點被連接于交流電機Ml的各相線圈的各相端。代表性地，交流電機Ml是三相永磁體電機，被構成為U、V、W相的三個線圈的一端共同連接于中性點。而且，各相線圈的另一端與各相臂1517的開關元件的中間點連接。升降壓轉換器12，在升壓動作時，將對從直流電源B供給的直流電壓Vb進行升壓后的直流電壓VH(以下，將與向變換器14輸入的輸入電壓相當的該直流電壓也稱為“系統電壓”)供給至變換器14。更具體而言，對來自控制裝置30的開關控制信號S1、S2進行響應，交替地設置開關元件Ql的接通期間和Q2的接通期間，升壓比與這些接通期間的比相對應。此外，升降壓轉換器12，在降壓動作時，對經由平滑電容器CO從變換器14供給的直流電壓VH(系統電壓)進行降壓來對直流電源B充電。更具體而言，對來自控制裝置30的開關控制信號S1、S2進行響應，交替地設置僅開關元件Ql接通的期間和開關元件Q1、Q2雙方斷開的期間，降壓比與上述接通期間的占空比相對應。也可以與反向并聯二極管D2的導通期間相應地設置僅使開關元件Q2接通的期間，來代替開關元件Ql、Q2雙方斷開的期間。在該情況下，原則上開關元件Ql、Q2相輔地反復接通/斷開。平滑電容器CO使來自升降壓轉換器12的直流電壓平滑化，將其平滑化后的直流電壓供給至變換器14。電壓傳感器13檢測平滑電容器CO的兩端的電壓、即系統電壓VH，將其檢測值輸出到控制裝置30。變換器14對來自控制裝置30的開關控制信號S3S8進行響應，進行開關元件Q3Q8的開關動作。從平滑電容器CO向變換器14供給直流電壓VH。變換器14，在交流電機Ml的轉矩指令值為正(Trqcom>0)的情況下，通過開關元件Q3Q8的開關動作，將直流電壓變換為交流電壓，驅動交流電機Ml使得輸出正轉矩。此外，變換器14，在交流電機Ml的轉矩指令值為零的情況下(Trqcom=0)，通過開關元件Q3Q8的開關動作，將直流電壓變換為交流電壓，驅動交流電機Ml使得轉矩變為零。通過這樣的控制，交流電機Ml被驅動來產生由轉矩指令值Trqcom指定的零或正轉矩。而且，在搭載有電機驅動系統100的混合動力汽車或電動汽車的再生制動時，交流電機Ml的轉矩指令值Trqcom被設定為負(Trqcom<0)。在該情況下，變換器14通過開關元件Q3Q8的開關動作，將交流電機Ml發電產生的交流電壓變換為直流電壓VH，將其變換后的直流電壓VH(系統電壓)經由平滑電容器CO供給至升降壓轉換器12。在此所說的再生制動包括伴隨由駕駛混合動力汽車或電動汽車的駕駛者進行的腳制動器操作時的再生發電的制動和、不操作腳制動器而通過在行駛中松開加速踏板從而進行再生發電的同時使車輛減速(或者中止加速)。電流傳感器24檢測流到交流電機Ml的電機電流，將其檢測出的電機電流輸出到控制裝置30。因為三相電流iu、iv、iw的瞬時值的和為零，所以如圖1所示那樣，電流傳感器24以檢測兩個相的電機電流(例如、V相電流iv和W相電流iw)的方式來配置即可。轉角傳感器(解算器25)檢測交流電機Ml的轉子轉角θ，將其檢測出的轉角θ發送給控制裝置30。在控制裝置30中，基于轉角θ算出交流電機Ml的轉速(旋轉速度)。控制裝置30基于從設置在外部的電子控制單元(上位E⑶未圖示)輸入的轉矩指令值Trqcom、由電壓傳感器10檢測出的電池電壓Vb、由電壓傳感器13檢測出的系統電壓VH以及來自電流傳感器24的電機電流iv、iw、來自解算器25的轉角θ，控制升降壓轉換器12和變換器14的動作，使得交流電機Ml輸出按照轉矩指令值Trqcom的轉矩。生成用于如上述那樣控制升降壓轉換器12和變換器14的開關控制信號SlS8，并輸出到升降壓轉換器12和變換器14。在升降壓轉換器12的升壓動作時，控制裝置30對平滑電容器CO的輸出電壓VH進行反饋控制，生成開關控制信號Si、S2，使得輸出電壓VH變為電壓指令值。此外，控制裝置30，當從外部E⑶接收到表示混合動力汽車或者電動汽車已進入再生制動模式的信號RGE時，為了將由交流電機Ml發電產生的交流電壓變換為直流電壓，生成開關控制信號S3S8并輸出給變換器14。由此，變換器14將由交流電機Ml發電產生的交流電壓變換為直流電壓，并供給到升降壓轉換器12。而且，控制裝置30，當從外部E⑶接收到表示混合動力汽車或者電動汽車已進入再生制動模式的信號RGE時，為了對從變換器14供給的直流電壓進行降壓，生成開關控制信號Si、S2并輸出給升降壓轉換器12。由此，交流電機Ml發電產生的交流電壓被變換為直流電壓，進行降壓并供給到直流電源B。而且，控制裝置30生成用于使系統繼電器SRI、SR2接通/斷開的信號SE并輸出給系統繼電器SR1、SR2。接下來，對由控制裝置30控制的變換器14的電力變換進行詳細說明。圖2是說明在本發明的實施方式的電機驅動系統中使用的控制方式的圖。如圖2所示，在本發明的實施方式的電機驅動系統100中，關于變換器14的電力變換，切換使用三種控制模式。具體而言，三種控制模式是正弦波PWM控制、過調制PWM控制以及矩形波電壓控制的各控制模式。正弦波PWM控制作為一般的PWM控制方式來使用，根據正弦波狀的電壓指令與載波(代表性的是三角波)的電壓比較，來控制各相臂中的開關元件的接通/斷開。其結果，關于與上臂元件的接通期間對應的高電平期間、和與下臂元件的接通期間對應的低電平期間的集合，控制占空比，使得在一定期間內其基本波成分變為正弦波。如眾所周知的那樣，在正弦波PWM控制中，只能將其基本波成分振幅提高至變換器輸入電壓的0.61倍。另一方面，在矩形波電壓控制中，在上述一定期間內，將與使PWM占空比維持為最大值時相當的、高電平期間與低電平期間的比為11的1個脈沖的矩形波施加到交流電機。由此，調制系數被提高至0.78。過調制PWM控制是，在使載波的振幅以縮小的方式畸變后，進行與上述正弦波PWM控制同樣的PWM控制。其結果，通過使基本波成分畸變，從而能夠將調制系數提高至0.610.78的范圍。在本實施方式中，將作為通常的PWM控制方式的正弦波PWM控制、和過調制PWM控制這兩者歸類為PWM控制方式。在交流電機Ml中，若轉速和/或輸出轉矩增加，則感應電壓變高，其所需電壓變高。需要將由轉換器12升壓的升壓電壓、即系統電壓VH設定得比該電機所需電壓(感應電壓)高。另一方面，由轉換器12升壓的升壓電壓、即系統電壓存在界限值(VH最大電壓)。因此，在電機所需電壓(感應電壓)低于系統電壓的最大值(VH最大電壓)的區域中，適用基于正弦波PWM控制或者過調制PWM控制的PWM控制模式，通過按照矢量控制的電機電流控制，將輸出轉矩控制為轉矩指令值Trqcom。另一方面，當電機所需電壓(感應電壓)達到系統電壓的最大值(VH最大電壓)時，在維持了系統電壓VH后適用作為一種弱磁場控制的矩形波電壓控制方式。在矩形波電壓控制時，基本波成分的振幅被固定，所以通過基于由電力運算求出的轉矩實際值與轉矩指令值的偏差的、矩形波脈沖的電壓相位控制來執行轉矩控制。圖3是說明控制方式的選擇方法的流程圖。如圖3的流程圖所示那樣，通過未圖示的上位ECU，根據按照加速踏板開度等的車輛要求輸出來算出交流電機Ml的轉矩指令值Trqcom(步驟S100)，控制裝置30接受該轉矩指令值Trqcom，基于預先設定的映射圖等，根據交流電機Ml的轉矩指令值Trqcom和轉速來算出電機所需電壓(感應電壓)(步驟S110)，然后，根據電機所需電壓和系統電壓的最大值(VH最大電壓)的關系，決定適用矩形波電壓控制方式和PWM控制方式(正弦波PWM控制方式/過調制PWM控制方式)的哪一種來進行電機控制(步驟S120)。在適用PWM控制方式時，關于使用正弦波PWM控制方式和過調制PWM控制方式的哪一種，根據按照矢量控制的電壓指令值的調制系數范圍來決定。按照上述控制流程，根據交流電機Ml的運行條件，從圖2所示的多個控制方式中選擇適當的控制方式。圖4是說明與電機條件對應的控制方式的切換的圖。選擇控制方式的結果，如圖4所示，在低轉速域Al中，為了減小轉矩變動而使用正弦波PWM控制，在中轉速域A2中適用過調制PffM控制，在高轉速域A3中適用矩形波電壓控制。特別地，通過適用過調制PWM控制和矩形波電壓控制，實現提高交流電機Ml的輸出。如此，在能夠實現的調制系數的范圍內決定使用圖2所示的控制模式的哪一種。圖5是由控制裝置30執行的PWM控制的控制框圖。如圖5所示，PWM控制部200包括電流指令生成部210、坐標變換部220、250、PI運算部240、PWM信號生成部260、和控制模式判定部270。電流指令生成部210根據預先作成的表(table)等，生成與轉矩指令值Trqcom對應的d軸電流指令值Idcom和q軸電流指令值Iqcom。坐標變換部220通過使用了由解算器25檢測出的交流電機Ml的轉角θ的坐標變換(3相一2相)，基于由電流傳感器24檢測出的V相電流iv和W相電流iv來算出d軸電流Id和q軸電流Iq。向PI運算部240輸入d軸電流相對于指令值的偏差ΔId(ΔId=Idcom-Id)和q軸電流相對于指令值的偏差ΔIq(ΔIq=Iqcom-Iq)。PI運算部240對d軸電流偏差ΔId和q軸電流偏差ΔIq進行利用了預定增益的PI運算來求得控制偏差，生成與該控制偏差對應的d軸電壓指令值Vd#和q軸電壓指令值Vq#。坐標變換部250通過使用了交流電機Ml的轉角θ的坐標變換(2相一3相)，將d軸電壓指令值Vd#和q軸電壓指令值Vq#變換為U相、V相、W相的各相電壓指令值Vu、Vv、Vw。系統電壓VH也反映在從d軸、q軸電壓指令值Vd#、Vq#向各相電壓指令值Vu、Vv、Vw的變換上。控制模式判定部270，當按照圖3所示的流程圖選擇了PWM控制方式(正弦波PWM控制方式/過調制PWM控制方式)時，根據以下所示的調制系數運算，選擇正弦波PWM控制方式和過調制PWM控制方式的一方。控制模式判定部270使用由PI運算部240生成的d軸電壓指令值Vd#和q軸電壓指令值Vq#，按照下式(1)、(2)來算出線電壓振幅Vamp。<formula>formulaseeoriginaldocumentpage8</formula>...(l)<formula>formulaseeoriginaldocumentpage8</formula>··(2)而且，控制模式判定部270按照下式(3)運算由上述運算得到的線電壓振幅Vamp相對于系統電壓VH的比、即調制系數Kmd。<formula>formulaseeoriginaldocumentpage8</formula>.(3)控制模式判定部270根據由上述的運算求出的調制系數Kmd來選擇正弦波PWM控制和過調制PWM控制的一方。如上所述，由控制模式判定部270進行的控制方式的選擇被反映在PWM信號生成部260中載波的切換上。也即是，在過調制PWM控制方式時，在PWM信號生成部260中從正弦波PWM控制方式時的一般的載波切換為被用于WPM調制時的載波。或者，在由式(3)求出的調制系數Kmd超過了能夠通過PWM控制方式實現的范圍的情況下，控制模式判定部270可以對上位ECU(未圖示)發出促使向矩形波電壓控制方式變更的輸出。PWM信號生成部260基于各相的電壓指令值Vu、Vv、Vw和預定的載波的比較，生成圖1所示的開關控制信號S3S8。變換器14根據由PWM控制部200生成的開關控制信號S3S8來開關控制，由此施加用于輸出按照輸入到電流指令生成部210的轉矩指令值Trqcom的轉矩的交流電壓。如此，通過構成將電機電流控制為與轉矩指令值Trqcom對應的電流指令值(Idcom,Iqcom)的閉環，從而按照轉矩指令值Trqcom來控制交流電機Ml的輸出轉矩。圖6是由控制裝置30執行的矩形波電壓控制的控制框圖。參照圖6，矩形波電壓控制部400包括與PWM控制方式時同樣的坐標變換部220、轉矩推定部420、PI運算部430、相位限制器432、矩形波產生部440、和信號產生部450。坐標變換部220與PWM控制方式時同樣，將根據由電流傳感器24得到的V相電流iv和W相電流iw而求得的各相電流向d軸電流It和q軸電流Iq進行坐標變換。轉矩推定部420使用由坐標變換部220求出的d軸電流Id和q軸電流Iq來推定交流電機Ml的輸出轉矩。轉矩推定部420例如由將d軸電流Id和q軸電流Iq作為引數來輸出轉矩推定值Trq的轉矩算出映射而構成。向PI運算部430輸入轉矩推定值Trq相對于轉矩指令值Trqcom的偏差ΔTrq(ΔTrq=Trqcom-Trq)。PI運算部430對轉矩偏差ΔTrq進行利用了預定增益的PI運算來求得控制偏差，根據求出的控制偏差來設定矩形波電壓的相位Φν。具體而言，在正轉矩產生(TrqCom>0)時，當轉矩不足時使電壓相位提前并且當轉矩過剩時使電壓相位延遲，并且在負轉矩產生(TrqCom<0)時，當轉矩不足時使電壓相位延遲并且當轉矩過剩時使電壓相位提前。相位限制器432對PI運算部430輸出的相位Φν施加預定的限制。并且，相位限制器輸出的電壓相位Φν被提供到矩形波產生部440。矩形波產生部440根據電壓相位Φν來產生各相電壓指令值(矩形波脈沖)Vu、Vv、Vw。信號產生部450根據各相電壓指令值Vu、Vv、Vw來產生開關控制信號S3S8。變換器14進行按照開關控制信號S3S8的開關動作，由此施加按照電壓相位Φν的矩形波脈沖作為電機的各相電壓。在圖6所示的矩形波電壓控制部400中，與圖5所示的PWM控制時同樣，僅基于電流傳感器24和解算器25的輸出來執行算出用于轉矩反饋控制的轉矩推定值Trq。因此，即使在PWM控制和矩形波電壓控制之間切換了控制方式的情況下，用于電機控制的交流電機的狀態量(傳感器檢測量)也不會發生變化。(矩形波電壓控制中的失調電流的減低)在矩形波電壓控制中，通過操作矩形波相對于轉子的轉角的電壓相位從而實施轉矩控制。例如，在預定范圍內的相位操作量中，能夠根據電壓相位相對于電角度而提前的量，使轉矩增加。通常，在三相電機的情況下，能夠操作電壓相位的定時在電角度的一個周期中存在6次。但是，如果在電角度的1個周期中所有的6次定時允許對電壓相位的不同操作，則可能每次進行不同的電壓相位的操作，存在三相的矩形電壓的上下寬度不同、產生失調電流這樣的問題。該失調電流可能成為過電流和/或車輛振動的原因。于是，首先對該電壓相位的操作進行說明。圖7是示出了在矩形波控制中穩定時沒有操作電壓相位的情況下的各相的電壓波形的波形圖。在圖7中，雖然橫軸表示時間，但在橫軸上記載與時間的變化對應的電角度。電角度基于轉子的旋轉位置來確定。在三相電機的情況下，在矩形波控制中穩定時U相電壓Vu、V相電壓Vv、W相電壓Vw各偏離120°，各波形的上下寬度為電角度180°且上下寬度相等。因為各波形的ON/0FF(高電平/低電平)的寬度相等，所以在該狀態下不產生失調電流。矩形波控制中能夠改變電壓相位的定時，是各相波形從ON轉變為OFF或從OFF轉變為ON的定時。因此，能夠改變電壓相位的定時，在圖7的波形中每隔電角度60°存在一次。圖8是用于說明由于電壓相位的操作而產生失調電流的例子的圖。參照圖8，在該例中示出了在180°的電角度時改變了U相的電壓轉變的定時的情況。該例的電壓相位的操作量為10°。在電角度180°以后，U相、V相、W相的各波形向后偏移電角度10°。于是，如圖8的箭頭所示那樣，存在ON寬度為電角度190°的部分。于是其寬度與前后相鄰的180°的OFF期間不同，所以電壓的ON時和OFF時的平衡暫時被破壞，產生失調電流。如果操作量大于10°，則平衡的破壞變大故而失調電流進一步變大。在此，考慮想要在其一個周期內對轉矩指令進行響應來使轉換(各矩形波電壓波形的上升或下降)的相位延遲電角度60°的情況。在電角度0°時使轉換相位延遲60°，所以U相電壓的OFF期間變為180+60=240°，與下一個ON期間的180°相比，平衡被顯著地破壞。同樣V相中也會產生ON期間變為240°的期間，W相中也會產生ON期間變為240°的期間。在這樣的情況下，如果在操作電壓相位時將每個電角度周期的操作量保持為一定，則能夠使得電壓的ON時和OFF時的寬度相等。也即是，在各相中使從OFF轉變為ON的波形的上升延遲的情況下，使其下一個下降也延遲，以使轉換波形的ON寬度和OFF寬度盡可能保持相等的方式進行控制即可。以下，以在從電角度0°到300°的各轉換時每次使電壓相位的變化量增加10°的情況為例進行說明。圖9是示出了本申請的發明被應用時的電壓相位的變化的一例的波形圖。參照圖9，例示了電壓相位的變化的合計量為60°的情況。在圖9中，在一個周期內各相各兩次一共進行六次轉換。如果相位的變化量都為零，則進行轉換的時期如圖7所示那樣為0°、60°、120°、180°、240°、300°這六處。將這些時期稱為轉換基準相位。首先，在轉換基準相位0°，使U相電壓Vu延遲10°。于是U相電壓Vu從L上升為H變為處于電角度10°的位置。接著，在轉換基準相位60°，與先前的變化量相比再延遲10°，將使W相電壓Vw轉變的時期相對于基準相位延遲20°。于是W相電壓Vw從H下降為L變為處于電角度60+20=90°的位置。接著，在轉換基準相位120°，與先前的變化量相比再延遲10°，將使V相電壓Vv轉變的時期相對于基準相位延遲30°。于是V相電壓Vv從L上升為H變為處于電角度120+30=150°的位置。接著，在轉換基準相位180°，與先前的變化量相比再延遲10°，將使U相電壓Vu轉變的時期相對于基準相位延遲40°。于是U相電壓Vv從L下降為H變為處于電角度180+40=220°的位置。接著，在轉換基準相位240°，與先前的變化量相比再延遲10°，將使W相電壓Vw轉變的時期相對于基準相位延遲50°。于是W相電壓Vw從L上升為H變為處于電角度240+50=290°的位置。接著，在轉換基準相位300°，與先前的變化量相比再延遲10°，將使V相電壓Vv轉變的時期相對于基準相位延遲60°。于是V相電壓Vv從L下降為H變為處于電角度300+60=360°的位置。然后，在下個周期以后，一律相對于基準相位延遲60°來使各相的波形變化。如此，在使電壓波形的相位延遲60°的情況下，在一個周期期間使變化量逐次增加，從下個周期開始一律延遲60°。由此，沒有各相的電壓波形的ON期間和OFF期間的平衡顯著破壞的地方，防止了失調電流的發生。具體而言，因為在以虛線圈繞的期間TU，U、V、W相電壓的ON期間為210°，OFF期間也為210°，可知不會產生失調電流。圖10是用于對實現圖9所示的矩形波控制的控制進行說明的流程圖。該流程圖的處理，每經過一定時間或當預定的條件成立時從預定的主程序中調出并執行。該流程圖的處理雖然由圖1的控制裝置30來執行，但在圖6中相當于矩形波電壓控制部400的處理的內部執行。參照圖10，首先在步驟Sl中取得當前的時刻，判斷該時刻是否是相當于電角度300的時刻、即一個周期中的轉換基準相位0°、60°、120°、180°、240°、300°中最后的轉換基準相位。若步驟Sl的判斷為肯定(是)，則處理進入步驟S2，若步驟Sl的判斷為否定(否)，則處理進入步驟S6。在步驟S2中，將在上個周期的步驟S5中運算出的Δθa的6倍確定為從基準相位變化的變化量△Θ。然后，在步驟S3中執行相電壓的轉換。在圖9中，在與電角度0°最近的300°相當的時刻設定為變化量Δθ=0°，所以V相電壓Vv在剛好300°處從H電平下降為L電平。接著步驟S3執行步驟S4的處理。在步驟S4中通過反饋運算，根據下式運算一個周期內使相位變化多少的合計量△θtot。Δθtot=KpXATq+KiXΣΔTq...(4)Kp是比例積分控制(PI控制)的比例增益，Ki是積分增益。另外Tq是轉矩。該運算由圖6中PI運算部來執行。接著步驟S4執行步驟S5的處理。在步驟S5中，將Δθtot的六分之一設定為在一個周期中的6次轉換時每一次各相的矩形波電壓的電壓相位相對于轉換基準相位的變化量的增加量(或減少量)Δ0ao然后，處理進入步驟S17，控制移至主程序。在處理從步驟Sl進入了步驟S6的情況下，在步驟S6中，判斷時刻t是否是相當于電角度0°的定時、即一個周期中的轉換基準相位0°、60°、120°、180°、240°、300°中最初的轉換基準相位。若步驟S6的判斷為肯定(是)，則處理進入步驟S7，相位變化量Δθ被設定為在步驟S5中運算出的Δθa。另一方面，若步驟S6的判斷為否定(否)，則處理進入步驟S8。在步驟S8中判斷時刻t是否是相當于電角度60°的定時。若步驟S8的判斷為肯定(是)，則處理進入步驟S9，相位變化量Δθ被設定為比步驟S7中設定的值還多Δea的Δ0aX2。若步驟S8的判斷為否定(否)，則處理進入步驟S10。在步驟SlO中判斷時刻t是否是相當于電角度120°的定時。若步驟SlO的判斷為肯定(是)，則處理進入步驟S11，相位變化量Δθ被設定為比步驟S9中設定的值還多Δθa的ΔθaX3。若步驟SlO的判斷為否定(否)，則處理進入步驟S12。在步驟S12中判斷時刻t是否是相當于電角度180°的定時。若步驟S12的判斷為肯定(是)，則處理進入步驟S13，相位變化量Δθ被設定為比步驟Sll中設定的值還多Δ0a的Δ6aX40若步驟S12的判斷為否定(否)，則處理進入步驟S14。在步驟S14中判斷時刻t是否是相當于電角度240°的定時。若步驟S14的判斷為肯定(是)，則處理進入步驟S15，相位變化量Δθ被設定為比步驟S13中設定的值還多Δ0a的Δ6aX50若步驟S14的判斷為否定(否)，則為在當前的時刻t的定時不執行轉換的情況，處理進入步驟S17，控制移至主程序。在步驟S7、S9、Sll、S13、S15的任一步驟中設定了Δθ的情況下，處理進入步驟S16，執行對應的矩形波電壓的轉換，然后在步驟S17中控制移至主程序。如圖10的流程圖說明的那樣進行控制，使得在一個周期6次轉換時使從基準相位變化的變化量每次增加Δθa，并在經過了一個周期后變為Δθtot的相位變化量。據此，沒有各相的波形的ON期間和OFF期間的平衡顯著破壞的部分，能夠減低失調電流。最后，參照各圖對本申請實施方式進行概括說明。圖1所示的電機驅動系統100例如能夠用于驅動混合動力汽車、電動汽車的車輪。并且，交流電機Ml的控制裝置也可以作為包括圖5所示的PWM控制部200的控制裝置而工作，也可以作為包括圖6所示的矩形波電壓控制部400的控制裝置而工作。在進行圖6的矩形波電壓控制時，交流電機的控制裝置具備檢測交流電機Ml的旋轉位置的傳感器(解算器25)；和控制部(矩形波電壓控制部400)，其基于傳感器(解算器25)的輸出進行向交流電機Ml的各相提供矩形波電壓的控制。如圖9所示，控制部(矩形波電壓控制部400)在基于傳感器(解算器25)的輸出確定的電角度的一個周期(電角度0360°)內，使各相的矩形波電壓的電壓相位相對于各相的轉換基準相位(0、60、120、180、240、300°)的變化量(ΔΘ)在每次轉換相等地增加或減少。因此，能夠避免各矩形波的ON期間和OFF期間的平衡被顯著地破壞。優選的是，如圖10中說明的那樣，控制部(矩形波電壓控制部400)，對電角度的每一個周期算出矩形波電壓的電壓相位變化的合計量(△θtot)(圖10步驟S4)，將合計量(△θtot)除以一個周期內的轉換次數來設定各相的矩形波電壓的電壓相位的變化量(Δθ)的增減量(Δθa)(圖10步驟S5)。由此，能夠一邊很好地保持各矩形波的ON期間和OFF期間的平衡，一邊最終提供作為目標的電壓相位。更優選的是，控制部(矩形波電壓控制部400)基于指示交流電機產生的轉矩量的轉矩指令(Trqcom)，算出矩形波電壓的電壓相位變化的合計量(△θtot)。更優選的是，控制部(矩形波電壓控制部400)，將在一個周期內第η次轉換相對于各相的轉換基準相位的相位差(Δθ)設定為增減量(Δθa)的n倍。S卩，在第一次轉換如圖10的步驟S7所示為Δθ=Δθa，在第二次轉換如步驟S9所示為Δθ=Δ6aX2,在第三次轉換如步驟Sll所示為Δθ=Δ0aX3，在第四次轉換如步驟S13所示為Δθ=Δ0￡1\4，在第五次轉換如步驟315所示為Δθ=Δ0￡1\5，在第六次轉換如步驟52所示為Δθ=ΔθaX6。此外，由圖10的流程圖說明的本實施方式的交流電機的控制方法包括判斷步驟(S1、S6、S8、S10、S12、S14)，基于檢測交流電機的旋轉位置的傳感器(解算器25)的輸出來判斷是否使交流電機的各相的矩形波電壓的電壓值轉變；決定步驟(S2、S7、S9、SlUS13、S15)，在基于傳感器的輸出確定的電角度的一個周期內，決定各相的矩形波電壓的電壓相位相對于各相的轉換基準相位的變化量，使得該變化量在每次轉換相等地增加或減少；以及步驟(S3、S16)，基于轉換基準相位和變化量來執行使各相的矩形波電壓的電壓值轉變的轉換動作。優選的是，交流電機的控制方法還包括算出步驟(S4)，對電角度的每一個周期算出矩形波電壓的電壓相位變化的合計量；和設定步驟(S5)，將合計量除以一個周期內的轉換次數來設定各相的矩形波電壓的電壓相位的變化量的增減量。更優選的是，決定步驟(S2、S7、S9、S11、S13、S15)，將在一個周期內第η次轉換相對于各相的轉換基準相位的相位差設定為增減量的η倍。應該認為，本次所公開的實施方式在所有的方面都是例示而不是限制性的內容。本發明的范圍不是由上述的說明而是由權利要求表示，包括與權利要求等同的意思以及范圍內的所有的變更。權利要求一種交流電機(M1)的控制裝置，該控制裝置具備檢測所述交流電機的旋轉位置的傳感器(25)；和控制部(400)，其基于所述傳感器的輸出進行向所述交流電機的各相提供矩形波電壓的控制，所述控制部，在基于所述傳感器的輸出確定的電角度的一個周期內，使各相的矩形波電壓的電壓相位相對于各相的轉換基準相位的變化量在每次轉換相等地增加或減少。2.根據權利要求1所述的交流電機的控制裝置，其中，所述控制部(400)，對所述電角度的每一個周期算出矩形波電壓的電壓相位變化的合計量，將所述合計量除以所述一個周期內的轉換次數來設定各相的矩形波電壓的電壓相位的所述變化量的增減量。3.根據權利要求2所述的交流電機的控制裝置，其中，所述控制部(400)，基于指示所述交流電機產生的轉矩量的轉矩指令，算出矩形波電壓的電壓相位變化的所述合計量。4.根據權利要求2所述的交流電機的控制裝置，其中，所述控制部(400)，將在所述一個周期內第η次轉換相對于所述各相的轉換基準相位的相位差設定為所述增減量的η倍。5.一種交流電機(Ml)的控制方法，該控制方法包括判斷步驟(Si、S6、S8、S10、S12、S14)，基于檢測所述交流電機的旋轉位置的傳感器(25)的輸出來判斷是否使所述交流電機的各相的矩形波電壓的電壓值轉變；決定步驟(S2、S7、S9、SlUS13、S15)，在基于所述傳感器的輸出確定的電角度的一個周期內，決定各相的矩形波電壓的電壓相位相對于各相的轉換基準相位的變化量，使得該變化量在每次轉換相等地增加或減少；以及執行步驟(S3、S16)，基于所述轉換基準相位和變化量，執行使各相的矩形波電壓的電壓值轉變的轉換動作。6.根據權利要求5所述的交流電機的控制方法，其中，還包括算出步驟(S4)，對所述電角度的每一個周期算出矩形波電壓的電壓相位變化的合計量；禾口設定步驟(S5)，將所述合計量除以所述一個周期內的轉換次數來設定各相的矩形波電壓的電壓相位的所述變化量的增減量。7.根據權利要求6所述的交流電機的控制方法，其中，所述決定步驟(S2、S7、S9、SlUS13、S15)，將在所述一個周期內第η次轉換相對于所述各相的轉換基準相位的相位差設定為所述增減量的η倍。全文摘要提供一種交流電機的控制裝置，該控制裝置具備檢測交流電機(M1)的旋轉位置的解算器(25)；和矩形波電壓控制部(400)，其基于解算器(25)的輸出進行向交流電機(M1)的各相提供矩形波電壓的控制。控制部在基于解算器(25)的輸出確定的電角度的一個周期內，使各相的矩形波電壓的電壓相位相對于各相的轉換基準相位的變化量Δθ在每次轉換相等地增加或減少。由此，在進行矩形波電壓控制時能夠抑制失調電流的產生。文檔編號H02P27/04GK101821941SQ20088011102公開日2010年9月1日申請日期2008年9月29日優先權日2007年10月9日發明者林和仁申請人:豐田自動車株式會社