專利名稱：可在集成器件內精確測量組件電氣特性參數的電路的制作方法
技術領域：
本發明屬于集成電路設計領域，涉及一種精確測量器件或電氣特性參數匹配精度的方法和電路，特別是一種將數值固定的無法直接測量的微小誤差進行累計而測量得到誤差數據的方法和電路。
隨著半導體工藝和設計技術的進步，特別是集成電路在應用中需要處理的信號的精度越來越高，對芯片內部器件和電氣特性參數的匹配精度要求越來越高。如在3G移動通信中，發送通道的精度一般要求在14比特以上而速度需要在200MSPS以上，接收端的精度也一般要求在14比特以上而速度在80MSPS以上。目前，發送通道的DAC一般利用電流舵結構，其性能通過器件在芯片上的物理布局保證；接收通道的ADC一般利用特殊的工藝如HBT實現，電路結構一般采用過采樣技術的sigma-delta。
集成電路在制造的過程中會引入隨機誤差，即每一個器件的實際參數與設計值有少許的偏離。器件之間的距離越小則器件的匹配精度將越高；器件的面積越大則器件匹配精度將越高。但是期間的面積與匹配精度不是單調上升的關系。
目前對器件微小誤差的測量是在已成電路外部利用精密儀器進行的。測試以前昂貴而使用復雜。同時，對芯片內部誤差的校正也是以儀器測量的數據處理為基礎，采用激光校正的方法實現的。
不同的硅圓之間的誤差分布是不相關的，同一個硅圓上不同位置芯片上的器件誤差也是不相關的。因此，在利用激光校正手段時，需要針對每一個芯片都進行不同程度的校正，從而提高了芯片的成本。
目前采用方法的缺陷為(1)需要精密的測試設備。同時測試的步驟及其測試使用的連線復雜，如地線、信號線等需要高精度的測量用連線和連接技術。
(2)使用過程中誤差會逐漸增加，集成電路在使用中的老化而且集成電路內部不同位置的器件老化的速度不同，芯片在應用中的精度會逐漸降低。
(3)成本高。主要表現為需要一個高標準的測試環境，嚴格而復雜的操作流程；測試的時間長等。
(4)需要占用較大的芯片面積。為提高器件的匹配精度需要增加器件的面積，同時，對芯片內部器件或電氣性能參數的精密測量需要嚴格的走線和額外的管腳。
鑒于目前上述方法的缺陷，本發明的目的是在芯片內部集成自動測試系統對微小誤差實現自動測量，特別是針對電阻、電容、電壓和電流微小誤差的測量。
本發明的目的是通過以下方法實現的。
可在集成器件內精確測量組件電氣特性參數的電路，測試電路包括誤差累計電路和數字誤差測量電路兩部分，誤差累計電路采用與集成電路內部的器件或各種電氣參數構造與相關參數呈一定函數關系的振蕩器，使得振蕩器的頻率與相應電參數呈對應的函數關系；數字誤差測量電路對振蕩器的脈沖個數進行計數。
在一個由參考時鐘信號確定的固定時間段內，計數器的數值就代表了相關的器件或電氣參數的匹配程度；或者在振蕩器脈沖被計數到一個確定的數值時，有參考時鐘信號確定的所需要的不同的時間的差值，代表了相關的器件或電氣參數的匹配程度。
微小誤差僅僅對振蕩器的頻率有微弱的影響，在一個確定的時間段內對脈沖進行計數等同于將微小的誤差進行多次累計。
構造振蕩器作為測量電路時，針對不同的器件和電氣性能參數，采用同一個測試電路，將最大限度地降低測試系統帶來的誤差的影響；同時對多個器件測量時，需要將測試連接電路的影響降低到最小限度。


圖1測試電路基本框2電阻匹配誤差的測試電路圖3電容匹配誤差的測試電路圖4電壓匹配誤差的測試電路圖5電壓差匹配誤差的測試電路圖6電流匹配誤差的測試電路框圖以下結合附圖和實施例對本發明的方法和電路作進一步詳述。
如圖1所示為測試電路框圖。連接關系為參考電壓Vref連接運算放大器正輸入端，運算放大器負輸入端連接電阻和晶體管MT1源極，MT1柵極連接運算放大器的輸出端而漏極連接電流鏡I1，電流鏡I1、I2、I3比例為1∶1∶K，電流鏡I2連接另外一個電流鏡I4，電流鏡I4、I5比例為1∶N，電流13和I5與開關SW1、SW2連接，SW1、SW2一端與電容及比較器正輸入端連接，另外一端分別接地和電源，開關SW1、SW2受OUT和OUTB控制，比較器的負輸入端連接另外一個參考電壓Vref2，比較器的輸出經過兩級反相器后分別輸出OUTB和OUT。
OUT為COUNTER1的輸入而CLKref為COUNTER2的輸入，COUNTER1和COUNTER2受Start&End LOGIC模塊控制，它們的輸出為CALCULATOR模塊的輸入，CALCULATOR的輸出為OUTPUT。
工作原理為當電容上電壓小于回滯區間比較器的上限值時，OUTB為高而OUT為低，開關SW1將I3電流導入電容充電，開關SW2將電流I5導入電源；當電容上電壓大于回滯區間比較器的上限值時，OUT為高而OUTB為低，開關SW2將I5電流導入電容放電，開關SW1將電流I3導入地。
當電容上電壓低于回滯區間比較器的下限值時，OUTB重新為高而OUT為低，開始一個新的充電周期，從而得到一個三角波振蕩器，OUT和OUTB為周期性的脈沖信號。脈沖信號的周期與RC時間常數成正比關系。
COUNTER1和COUNTER2同時打開為OUT和參考時鐘CLKref計數，當COUNTER2計數到M2時同時停止COUNTER1和COUNTER2的計數，此時假定COUNTER1的結果為M1，M1和M2經CALCULATOR處理后，就得到關于RC時間常數的絕對值信息。
電流鏡I1的電流為I1＝Vref/R充電電流為I3＝K*I1放電電流為I5＝N*I1三角波上升沿時間C*dV/I3三角波下降沿時間C*dV/I5三角波的周期為T＝RC*(dv/Vref)*(1/K+1/N)參考時鐘的周期為Tref，則有
T*M1＝Tref*M2在上式中，dV為比較器的回滯區間電壓，Vref為基準電壓，如帶隙基準電壓等電壓數值確定并且隨溫度變化小的電壓。
圖2所示為電阻匹配誤差的測試電路框圖。電路的連接關系與圖1基本相同，不同之處在于電阻與相關開關的連接關系晶體管MT1的源極與開關陣列SWV[1∶N]連接，開關SWV[1∶N]并聯；開關SWH[1∶N]并聯，其一端接運算放大器的負輸入端，另外一端分別接開關SWV[1∶N]連接，電阻R[1∶N]分別與開關SWV[1∶N]和SWH[1∶N]連接。
工作原理與圖1相似。當開關SWVN與SWHN導通時，電阻RN被連接入如圖1所示的測試電路，其它的開關斷開，因此其他的電阻沒有連接如測試網絡。根據圖1的分析，T＝RC*(dv/Vref)*(1/K+1/N)和T*M1＝Tref*M2，則由電阻的計算公式為R＝Tref*M2/(M1*C*(dV/Vref)*(1/K+1/N))，因此RN＝FACTOR/DR[N]..........
R1＝FACTOR/DR[1]上式中，DR[1∶N]為測試電阻R[1∶N]時在確定的時間段Tref*M2內，對電阻進行測量時獲得的計數器COUNTER1的數值。
通過以上分析，電阻的大小與計數器中的數值成反比。當任意兩個存儲器中的數值相等時，DR[X]＝DR[Y]，則電阻R[X]與R[Y]是精確匹配的。匹配的精度可以從以上公式中計算出來。
在圖2中電阻、開關的連接方式主要是為了較少開關在測量中的影響。由于開關SWV[1∶N]和SWH[1∶N]在導通時都在運算放大器的閉環回路內，所以開關的效應可以忽略不計。
運算放大器的負輸入端與道統的電阻之間有一個開關SWH[1∶N]連接。在此支路上沒有電流流動，所以在電阻上的電壓及輸入參考電壓Vref等同；開關SWV[1∶N]作為電流的通路，其壓降由運算放大器補償。
圖3所示電容匹配誤差的測試電路框圖。電路的連接關系與圖1基本相同，不同之處在于電容與相關開關的連接關系開關SWC[1∶N]與開關SW1并聯，另外一端分別與電容C[1∶N]連接，N個并聯開關SWD[1∶N]一端與電容分別連接，另外一端連接SW2；N個并聯開關SWH[1∶N]一端與運算放大器的正輸入端連接，另外一端分別與電容連接。
工作原理與圖1相似。當開關SWCN與SWHN導通而SWDN斷開時，點熔CN被連接入如圖1所示的測試電路充電過程，其它的開關斷開，因此其他的電容沒有連接如測試網絡。當SWDN與SWHN導通而SWCN斷開時，電容放電過程。根據圖1的分析，T＝RC*(dv/Vref)*(1/K+1/N)和T*M1＝Tref*M2，則由電容的計算公式為C＝Tref*M2/(M1*R*(dV/Vref)*(1/K+1/N))，因此CN＝FACTOR/DC[N]..........
C1＝FACTOR/DC[1]上式中，DC[1∶N]為測試電容C[1∶N]時在確定的時間段Tref*M2內，對電容進行測量時獲得的計數器COUNTER1的數值。
通過以上分析，電容的大小與計數器中的數值成反比。當任意兩個存儲器中的數值相等時，DC[X]＝DC[Y]，則電容C[X]與C[Y]是精確匹配的。匹配的精度可以從以上公式中計算出來。
在測量電路中，電容的充電是通過開關SWC[1∶N]進行的，電容的放電是通過開關SWD[1∶N]進行的，而電容上電壓的測量是通過開關SWH[1∶N]進行的。當SWC[1∶N]＝1，SWH[1∶N]＝1，SWD[1∶N]＝0時，檢測電容電壓的上升沿；當SWC[1∶N]＝0，SWH[1∶N]＝1，SWD[1∶N]＝1時，檢測電容電壓的下降沿。開關SWH[1∶N]與比較器的正輸入端連接，為高阻端，沒有電流流動，因此不會對測量造成影響；開關SWC[1∶N]和SWD[1∶N]是充電電流和放電電流的通道，也不會對測量造成影響。
圖4所示電壓匹配誤差的測試電路框圖。電路的連接關系與圖1基本相同，不同之處在于不同的電壓輸入與相關開關的連接關系N個并行的電壓輸入VREF[1∶N]與N個并行的開關SWVOL[1∶N]連接，N個并行開關的另外一端與運算放大器的正輸入端連接。
工作原理與圖1相似。當相應的開關SWVOL[1∶N]導通時，對應的電壓輸入VREF[1∶N]連接如運算放大器的正輸入端。測量電路及對該電壓進行測量，測量的結果存放在存儲器DVOL[1∶N]中。
根據圖1的分析，T＝RC*(dv/Vref)*(1/K+1/N)和T*M1＝Tref*M2，則由電壓的計算公式為Vref＝(M1*R*C*(dV)*(1/K+1/N))/(Tref*M2)，因此
VREFN＝FACTOR*DVOL[N]..........
VREF1＝FACTOR*DVOL[1]上式中，DVOL[1∶N]為測試電壓VREF[1∶N]時在確定的時間段Tref*M2內，對電容進行測量時獲得的計數器COUNTER1的數值。
通過以上分析，電壓的大小與計數器中的數值成正比。當任意兩個存儲器中的數值相等時，DVOL[X]＝DVOL[Y]，則電壓VREF[X]與VREF[Y]是精確匹配的。匹配的精度可以從以上公式中計算出來。
由于運算放大器的正輸入端為高阻，沒有電流流動，所以，開關的加入不影響測量的精度。
圖5所示電壓差匹配誤差的測試電路框圖。電路的連接關系與圖1基本相同，不同之處在于不同的電壓輸入產生與相關開關的連接關系電壓由多個電阻串聯于操考電壓VREFPOS和VREFNEG之間產生，N各電阻的中間抽頭接參考電壓VREF，由級聯電阻產生的N個并行的電壓輸入VREF[1∶N]與N個并行的開關SWVOL[1∶N]連接，N個并行開關的另外一端與運算放大器的正輸入端連接。
工作原理與圖1相似。當相應的開關SWVOL[1∶N]導通時，對應的電壓輸入VREF[1∶N]連接入運算放大器的正輸入端。測量電路及對該電壓進行測量，測量的結果存放在存儲器DVOL[1∶N]中。
根據圖1的分析，T＝RC*(dv/Vref)*(1/K+1/N)和T*M1＝Tref*M2，則由電壓的計算公式為Vref＝(M1*R*C*(dV)*(1/K+1/N))/(Tref*M2)，因此VREFN＝FACTOR*DVOL[N]..........
VREF1＝FACTOR*DVOL[1]上式中，DVOL[1∶N]為測試電壓VREF[1∶N]時在確定的時間段Tref*M2內，對電容進行測量時獲得的計數器COUNTER1的數值。
將數據在CALCULATOR部分進行簡單的減法運算，就能夠得到關于電壓差匹配程度的數值表示。
VREF[N]-VREF[N-1]＝FACTOR*(DVOL[N]-DVOL[N-1])＝FACTOR*DVDIFF[N-1]
VREF[2]-VREF[1]＝FACTOR*(DVOL[2]-DVOL[1])＝FACTOR*DVDIFF[1]通過以上分析，電壓差的大小與計數器中的相鄰數值的差成正比。當任意兩個相鄰存儲器中的數值差與另外任意兩個相鄰存儲器中的數值差相等時，即DVOL[X]-DVOL[X-1]＝DVOL[Y]-DVOL[Y-1]，則電壓VREF[X]與VREF[Y]是精確匹配的。匹配的精度可以從以上公式中計算出來。
由于運算放大器的正輸入端為高阻，沒有電流流動，所以，開關的加入不影響測量的精度。
如圖6所示電流匹配誤差的測試電路框圖。電路的連接關系與圖1基本相同，不同之處在于產生電流的運算放大器和電阻沒有了，代之以直接的需要進行測試的電流源。N個電流源IC[1∶N]與N個開關SWC[1∶N]分別連接，N個開關的另外一端與電流鏡I1連接。
工作原理與圖1相似。當相應的開關SWC[1∶N]導通時，對應的電流源輸入IC[1∶N]連接到電流鏡I1。測量電路及對該電電流進行測量，測量的結果存放在存儲器DCURR[1∶N]中。
根據圖1所述，振蕩器的信號周期T＝C*(dv/I)*(1/K+1/N)，在確定的時間段內得到另外一個等式T*M1＝Tref*M2，因此I＝M1*C*(dv)*(1/K+1/N)/(Tref*M2)將以上等式簡化為IC[N]＝FACTOR*DCURR[N]..........
IC[1]＝FACTOR*DCURR[1]通過以上分析，電流的大小與計數器中的數值DCURR[1∶N]成正比。當任意兩個存儲器中的數值相等時，即DCURR[X]＝DCURR[Y]，則電流IC[X]與電流IC[Y]是精確匹配的。匹配的精度可以從以上公式中計算出來。
由于開關僅僅將電流進行切換，所有的電流都將從開關進入測試電流鏡的輸入端，所以，開關的加入不影響測量的精度。
本文論述的測量的精度與參考時鐘信號的穩定性有關，同時與使用的計數器及存儲器、計算器的位長有關。在參考時鐘信號時定為理想狀態時，假定計數器的位長為14比特，其中一次測量的數據為000，而另外一次測量的數據為11，則兩個器件或者兩個電氣性能參數之間的匹配精度為1/16384。即滿足13比特精度的要求。
權利要求
1.一種可在集成器件內精確測量組件電氣特性參數的電路，其特征在于，測試電路包括誤差累計電路和數字誤差測量電路兩部分，誤差累計電路采用與集成電路內部的器件或各種電氣參數構造與相關參數呈一定函數關系的振蕩器，使得振蕩器的頻率與相應電參數呈對應的函數關系；數字誤差測量電路對振蕩器的脈沖個數進行計數。
2.根據權利要求1所述的可在集成器件內精確測量組件電氣特性參數的電路，其特征為振蕩器的頻率與電阻、電容、電壓、電流等電參數有一個固定的函數關系。
3.根據權利要求2所述的可在集成器件內精確測量組件電氣特性參數的電路，其特征為所述的振蕩器可以是三角波發生器，也可以使鋸齒波或正弦波發生器。
4.根據權利要求2所述的可在集成器件內精確測量組件電氣特性參數的電路，其特征為三角波發生器的上升沿時間與下降沿時間可以相等，也可以不相等。
5.根據權利要求2所述的可在集成器件內精確測量組件電氣特性參數的電路，其特征為鋸齒波發生器的陡變沿，也可以是上升沿可以是下降沿。
6.根據權利要求1所述的可在集成器件內精確測量組件電氣特性參數的電路，其特征為所述的確定的固定時間段是由參考時鐘信號在計數器中的進行計數達到的一定數值來設置。
7.根據權利要求1所述的可在集成器件內精確測量組件電氣特性參數的電路，其特征為所述的對微小誤差的精確測量即為在一個確定的時間段內對脈沖進行計數等同于將微小的誤差進行多次累計。
8.根據權利要求7所述的可在集成器件內精確測量組件電氣特性參數的電路，其特征為所述的微小誤差的精確測量可以對電阻、電容、電壓、電流之間的匹配進行測量，也可以對多個電阻之間、多個電容之間、點各電壓之間、多個電流之間的差值的微小誤差進行測量。
9.根據權利要求1所述的可在集成器件內精確測量組件電氣特性參數的電路，其特征為對微小誤差的測量既可以在芯片內部實現，也可以在芯片外部實現。
全文摘要
本發明涉及一種可在集成器件內精確測量組件電氣特性參數的電路，其特征在于，測試電路包括誤差累計電路和數字誤差測量電路兩部分，誤差累計電路采用與集成電路內部的器件或各種電氣參數構造與相關參數呈一定函數關系的振蕩器，使得振蕩器的頻率與相應電參數呈對應的函數關系；數字誤差測量電路對振蕩器的脈沖個數進行計數。在本發明的測量原理所述的方法及測量電路下，針對不同器件和電氣參數的測量給出了具體的實施例電路結構框圖。
文檔編號H01L21/70GK1499597SQ0213402
公開日2004年5月26日 申請日期2002年11月8日 優先權日2002年11月8日
發明者尹登慶 申請人:尹登慶