專利名稱：電荷控制的光柵校正電路的制作方法
技術領域：
本發明涉及視頻顯示裝置的偏轉電路。特別涉及陰極射線管(CRT)東-西(E-W)枕形失真校正電路的控制級。
背景由于經濟方面的原因，在絕大部分大屏幕CRT顯示器中，超高壓或高電壓是由陰極射線管用高壓變壓器中來實現的，而陰極射線管用高壓變壓器是光柵校正水平偏轉電路的一部分。射束電流的變化會引起陰極射線管用高壓變壓器的初級線圈中峰值電流的變化和高壓的變化。初級電流的變化會帶來不必要的偏轉電流變化。而高壓的變化改變了偏轉的靈敏度并導致光柵尺寸的改變。
東-西光柵校正電路需要有反饋以便電路能穩定工作。在現有條件下，東-西光柵校正電路中的反饋需要利用回掃脈沖的積分來獲得一個直流(DC)誤差電壓，以便能與一個垂直速率的東-西驅動電壓進行比較。積分的時間常數決定了東-西光柵校正電路線性工作時的頻率響應。
由于水平偏轉電路要改變工作狀態，因此反饋需要相對較長的時間常數，大約為幾個水平行的時間。于是引起高壓突變的射束流的快速變化就可能不能很快地得到補償。
目前某些東-西光柵校正電路至少在回掃時間的后半部分期間在陰極射線管用高壓變壓器的初級線圈和偏轉電路之間提供了一定程度上隔離。這種隔離的光柵校正電路的一個例子就是前向調整器。在標題為《光柵失真校正》，專利號為5,399,945，專利擁有人為Haferl的美國專利中就介紹了一個前向調整器的例子。
前向調整器包括一個連接在初級線圈和諧振偏轉電路之間的開關三極管。為了穩定工作，前向調整器的控制電路需要有直流反饋。由于在回掃期間的后半部分進行了隔離，這就極大地減小了偏轉電流的擾動，由快速射束流變化而引起的偏轉電流的擾動會產生象“老鼠牙齒”似的光柵失真。
陰極射線管用高壓變壓器負載的任何改變均會在初級線圈中引起峰值電流相應地改變。由于峰值電流改變而導致的光柵失真將通過一個反饋環路得到校正。不利的地方是與直流反饋環路有關的相對較長的時間常數會使其效果不顯著。特別是當負載改變很快時可能會產生明顯的光柵失真。
發明概述在實現本發明特征的偏轉電路中，控制電路使用了一種通過取樣電容進行電荷比較的技術，目的是對偏轉回掃電流和東-西驅動電流進行比較。其優勢是電路是自穩定的，并且不需要直流反饋。電路會立即補償負載的變化而不需要直流反饋環路。這樣，響應時間就會比采用反饋環路的情況快很多，并且只與偏轉電路的參數有關，比如偏轉頻率，初級線圈的電感以及線圈的阻抗。此外，所采用的取樣方法還能改進它的線性特性和熱穩定性。
在實現發明特征時，視頻顯示裝置包括一個偏轉線圈，該線圈在回掃期間將包括在回掃諧振電路之中。第一開關以與第一偏轉頻率有關的速率響應控制信號并與偏轉線圈相連，目的是在偏轉線圈中產生偏轉電流。取樣開關與偏轉線圈和第一電容相連，第一電容用于在給定的偏轉周期的第一部分對一個表示偏轉電流幅度的信號進行取樣并存儲取樣結果，這個信號就是在第一電容上的體現偏轉電流的幅度的第一電壓。頻率與第二偏轉頻率有關的調制信號源將與第一電容相連，并在給定的偏轉周期的第二部分在第一電容上保存第二電壓，它在與第一電壓相反的方向上表示調制信號的幅度。比較器對累積在第一電容上的第一電壓和第二電壓引起的信號作出響應，以便能根據它們的差別生成第二開關控制信號。第三開關響應第二開關控制信號并與偏轉線圈相連以便能以一種能校正光柵失真的方式控制偏轉電流。
附圖簡介在附圖中

圖1給出了光柵校正水平偏轉電路的電路圖，它體現了發明的一個方面；圖2a-2h畫出的波形將有助于說明圖1電路的工作過程。
圖1的水平偏轉電路250是一個前向調整器類型的光柵校正偏轉電路，它體現了發明的一個方面。電路250在諸如Philips 110 A66EAK 222X11的彩色陰極射線管中提供水平偏轉。電路250包括一個在水平頻率fH為PAL制的15625KHz附近工作的開關三極管Q2和一個非并行阻尼二極管DQ2。回掃電容C3與三極管Q2和二極管DQ2并聯。偏轉線圈LH與一個S形或掃描電容C2串聯，形成一個與三極管Q2、二極管DQ2和回掃電容C3中的每一個并聯的電路分支，目的是在水平回掃期間形成一個回掃諧振電路100。
體現發明特征的光柵失真校正電路200包括了一個東-西控制電路300，該電路在回掃時將控制陰極射線管用高壓電路251中一個金屬氧化物半導體(MOS)開關三極管Q1的開關時序。電路251中陰極射線管用高壓變壓器T的初級線圈W1連接在B+電壓源與二極管D1的正極之間。二極管D1的負極連接到開關三極管Q1的漏極。陰極射線管用高壓電容C1連接到位于二極管D1和線圈W1之間的節點接線端W1a以便能同線圈W1形成電路251的陰極射線管用高壓諧振電路99。三極管Q1的源極通過接線端62連接到電路250中三極管Q2的集電極。開關控制電壓V101在接線端62上產生偏轉電流i3和回掃電壓V2。
控制級101對水平同步信號HSYNCIN做出響應，控制級包括一個水平振蕩器和一個鑒相器，這在圖1中沒有詳細畫出。信號H SYNC IN是從如電視接收機的視頻檢波器中獲得的，圖中沒有畫出，并以一個公共導體的電位或地的電位為參考。根據回掃電壓V2得到的回掃電壓V3與電容C6和電容C7相連，形成了一個電容式的分壓器，目的是得到一個幅度低的以公共的導體或大地為參考的回掃電壓V4a。電壓V4a加到級101的一個輸入101a以便同步回掃脈沖電壓V2和在線圈LH中的偏轉電流i3，進而同步視頻信號的同步信號H SYN C IN。級101通過一個圖中沒有畫出的普通的驅動器步驟將開關電壓V101送給三極管Q2的基極—發射極節點以便能產生水平頻率為fH的基極驅動電流。
陰極射線管用高壓變壓器T存儲了用于從變壓器T的高壓線圈W2上產生出高壓ULTOR的能量。電容C1起著陰極射線管用高壓變壓器T初級線圈W1的陰極射線管用電容的作用。能量的恢復是由與電容C1兩端相連的阻尼二極管D2來提供的。隔離二極管D1防止能量通過與三極管Q1并聯的二極管DQ1從偏轉電路250返回到陰極射線管用高壓變壓器T。由于偏轉電路250不需要為產生高壓ULTOR提供任何所需的能量，于是變壓器T的阻抗就很小。前向調整三極管Q1控制著加載到偏轉電路250上的能量。
圖2a-2h畫出了有利于說明圖1電路工作過程的波形圖。在圖1和圖2a-2h中相同的符號和數字代表了相同的部件或功能。
在掃描期間，圖1中三極管Q1和Q2是導通的。在掃描過程中，電容C5上的電壓V5通過電阻R2連接到三極管Q1的柵極使它能導通。在回掃期間開始時，即圖2a中的t0時刻，圖1的三極管Q2變為截止。于是，陰極射線管用高壓電容C1兩端的陰極射線管用高壓V1和回掃電容C3兩端的回掃電壓V2就象圖2a中所示一樣開始上升，而圖1中的三極管Q1會在圖2f的t1和t2之間某個可以控制的時刻斷開，圖2f畫出了圖1中三極管Q1的開關門—源電壓V6的波形。
在光柵的頂部，三極管Q1在圖2c的t1時刻斷開。到達中心位置時，斷開時刻移動到t2時刻，其結果是就象在圖1中電壓V2垂直速率的包絡線波形那樣產生較高的偏轉電流。
圖1中初級線圈W1電流將增大到掃描結束，如圖2c中的電流i1所示。在回掃期間，初級線圈W1電流可以分為電流i1和i2。電流i1穿過圖1的三極管Q1進入偏轉電路250。而圖2c中用虛線表示的電流i2卻流過了電容C1。電流的劃分所依據的是電流i1和i2在電流通路上各自的阻抗以及電壓V1和V2之間的電壓差值。根據可調整的時刻t1-t2，電流i1將提供所需的電荷以便能為偏轉電路250提供能量，目的是獲得根據垂直調整的偏轉電流i3，如圖2b所示。
在回掃期間，圖1中的偏轉電流i3將分為一個流經電容C3的主回掃電流i4和一個回掃取樣電流i5。正極性的電流i5流過一個串聯電路，該電路由電容C4，二極管D7和電容C6及電容C7連接構成。在所有串聯的電容中電容值最小的電容C6決定了電流i5的幅度。圖2d中畫出了電流i4和i5，正如圖中所示，它們有相似的形狀，但幅度不同。在圖2d中的t1和t2時刻，波形的突變也說明了圖2c中在三極管Q1中的電流的變化。
在回掃期間的前半部分，圖1中的電流i1為回掃電容C3以及串聯在一起的電容C4，C6及C7補充電荷，目的是在下面的掃描期間獲得所需要的偏轉電流幅度。電流i1決定了回掃電壓V2和偏轉電流i3的峰值。
在圖2a的t0時刻，即回掃開始時，將圖1的E-W電流生成電路301和電路300連接起來的開關二極管D10會被上升的回掃電壓V2截止。在回掃期間的前半部分，即圖2d的t0-t3期間，正電流i5通過二極管D7給圖1的電容C4充電以便能在電容C4上累積起一個逐漸上升的電壓，目的是對偏轉電流i3進行取樣。電流i5對電容C6充電以便能在電容C6的上接線端得到電壓V3。電容C4，C5，C6和C7形成一個電容性的分壓器以獲得30V的脈沖電壓V4a。
在回掃的后半部分，負電流i5通過二極管D8、電容C5以及三極管Q4的基—射節點對電容C6放電。負電流i5通過反饋電流路徑對電容C5放電目的是得到電壓V5，使得在得到電壓V5時不會浪費電源。正如前面所說的那樣，圖2f的電壓V5通過圖1的與三極管Q1的柵極相連的電阻R2提供了一個柵壓以便生成柵壓V6。電壓V6控制著三極管Q1的開關操作。電容C6的值確定了電流i5的幅度。選擇電容C6值的目的是為獲得足夠電平的電壓V5使三極管Q1能在最窄的畫面寬度下保持在飽和狀態。電壓V3幾乎等于電壓V2，這是因為V4比V2要小很多。
電容C4兩端的電壓V4在圖2e中用波形的形式表示出來。為了便于說明，圖1的電壓V4的參考點是V2，它用字母“A”來表示并與在接線端62處的電位有關。電容C4下接線端61處的電壓在圖2e的t3時刻到來之前相對于在接線端62處的電位“A”來說是負向變化的，從而形成回掃電壓的下斜坡形狀部分。在圖2a的t3時刻，電壓V2開始下降，這將導致圖1的二極管D7斷開和二極管D8的導通。二極管D8的正極連接到接線端60。其結果是，圖2e的電壓V4在t3-t4期間保持不變。但是，在t4時刻，圖2a的電壓V2接近于0伏特。
由于電壓V2的下降，圖1中電容C4兩端的電壓V4將使二極管D10正向導通。電路301的電流源三極管Q6產生電流i7。電流i7在t4-t0掃描期間將使電容C4放電，這在圖2e中表現為電壓V4的上升部分。假設電流i5的正負部分基本相等。則電流i5等于為控制電路300提供電流的電容C5的放電電流。
由此可見，電壓V4是充電電流通過二極管D7和放電電流通過二極管D10的結果。電壓V4的平均值在充電和放電相等的情況下將會不變。圖1的比較器三極管Q5的基極與接線端62相連。三極管Q5的發射極通過發射極電阻R5和開關二極管D6連接到接線端60。
在圖2e的t0-t3充電期間某個部分，下降的電壓V4通過導通的二極管D7送給三極管Q5使得圖1的三極管Q5導通。在包括電阻R5、導通二極管D6和三極管Q5的電流通路上的電流在三極管Q5中產生上升的集電極電流。三極管Q5的集電極電流連接到三極管Q5的集電極電阻R4。當三極管Q5的集電極電流達到約0.2mA時，它將觸發一個可再生的開關，該開關由一對三極管Q3和Q4構成，它們形成一個鎖存器。正反饋使得三極管Q3和Q4很快進入飽和狀態并使三極管Q1截止。
圖2g中的電流i6顯示了很窄的峰值為500mA的柵極關斷電流。三極管Q1將保持截止狀態直到回掃的結束。在圖2e的電壓V4波形中標識為“Q3，Q4導通門限”的點劃線顯示了三極管Q3和Q4的觸發電平。它與電壓V4波形的交叉點確定了在回掃期間圖1的三極管Q1的關閉時間t1或t2。
電容C8的放電電流將使三極管Q3和Q4保持為飽和狀態至少到t3時刻。電容C8的放電電流將流過電流通路，該電流通路包括二極管D5，電阻R5，三極管Q5，三極管Q3的基極-發射極以及電阻R6。在掃描期間，電容C8已經被充電到一個大約與電壓V6即15V左右的電壓上，這在后面會給予說明。
流過二極管D8并對電容C5充電的負電流i5將會保持三極管Q3和Q4的飽和狀態直到回掃的結束。當回掃結束時，即t4時刻，三極管Q3和Q4會自己斷開。這是因為如果在三極管Q1的柵極電阻R1、在電阻R6和在三極管Q5中的電流均為0，那么三極管Q3的集電極電流通常要比在電阻R2中的電流小。這樣，由三極管Q3和Q4形成的柵極斷開可再生開關將會在圖2e的交叉點上被觸發。圖2g中電流i6的峰值為500mA的電流反映了圖中未畫出的與圖1的三極管Q1有關的柵極電容。圖2g中電流i6的18mA的低電流脈沖表示的是流過電阻R2和三極管Q3的電流。
正如前面所說的那樣，打開三極管Q5用于觸發再生開關的觸發電流將會流過包括三極管Q5的發射極、電阻R5和二極管D6的電流通路。該觸發電流會在電容C4上將電流i5分流出一小部分。由于觸發三極管Q5而在電容C4上從電流i5分流出來的那部分電流會使電容C4的充電平衡產生小的誤差。
為了減少分流電流的大小，在觸發時刻與t3時刻期間將電容C8的放電電流用于反向偏置二極管D6，使分流電流停止。其結果是誤差減少了。正如前面所說的一樣，在掃描期間電容C8將被充電到15伏特。
在回掃期間的后半部分，電容C6通過二極管D8放電并根據光柵的寬度將電容C5充電到12伏到24伏之間的電壓V5。在掃描期間，當二極管D6變得不導通時，電容C6上接線端60的電壓V3將與電壓V5的電平保持大致相當。于是，掃描電壓V3使得二極管D6和D7保持非導通。這樣就能在掃描期間避免誤觸發三極管Q1。
柵極電阻R1起著電流限制器的作用。連接在三極管Q1的源和柵極之間的齊納二極管D3起著電壓限制器的作用。圖2f顯示了三極管Q1的柵-源電壓V6。由于柵極電容通過圖1的電阻R2被充電使得電壓V6在t4時刻之后會緩慢增長。
偏轉電流i3的幅度將由三極管Q1的關閉時間來確定，正如圖2e中畫的那樣，三極管Q1的關閉時間將由電壓V4與三極管Q5的導通門限的交叉點來控制。關閉時間越接近t0時刻，電壓V2和電流i3的幅度將會最小。與此相反，正如圖2a與2b所示，當關閉時間為t3時，幅度將會最大。
舉例來說，垂直速率電流i7的增加會通過圖1的二極管D10使得圖2e的電壓V4的峰值電平以及電壓V4的平均值在正方向上移動，從而使圖1的三極管Q1的關閉時刻向后移。其結果是電流i1會在一個更長的期間流入偏轉電路250。于是，電流i1會使電流i3的幅度更高，進而使電流i5的幅度更高。較高幅度的電流i5會保證電容C4充電和放電的量保持平衡。較高幅度的電流i5會使與電流i7增加的電平成比例的電壓V4的平均值保持穩定。正如圖2e所示，與光柵的頂部和底部相比，電壓V4的峰—峰值在光柵的中心比較高，相應地電流i3的幅度也較高。
在實現本發明的特征時，電壓V4的平均值是自調整的或是根據比較器三極管Q5導通門限電平的變化而自動地校準。校準的發生是由于電容C4通過電流i7的放電將會自動地與由電流i5提供的充電保持精確地平衡。電容C4的充電與放電之間的任何差別都將由三極管Q5觸發點的相應改變得到補償，觸發點的改變是通過自動地改變電壓V4的平均值的方式來實現的。其結果是不需要直流反饋通路。
三極管Q6起著電流源的作用使得電容C4的放電與二極管D10的正向電壓和三極管Q2的飽和電壓無關。在回掃期間，當二極管D10不再導通時，電流i7對電容C9充電。電容C9在掃描開始時放電。圖2h的波形畫出了圖1中電容C9兩端的電壓V7。采用這種方式，電流i7將對電容C4放電，放電的量與二極管D10非導通的時間長度無關。這個時間長度可以被三極管Q2的截止特性改變。與二極管D10串聯的電阻R7能限制寄生電流，寄生電流是由偏轉阻尼二極管DQ2兩端負的瞬時電壓峰值而產生的。連接在電容C9兩端的保護二極管D9為對電容C4放電提供了附加的電流通路，從而防止當電流i7太低時會對電容C4過度充電。
在啟動過程中，假設145伏的電壓B+被打開，并且假設水平振蕩器和驅動器處于工作狀態。電流i7通過二極管D10、D7和D8、電阻R3和三極管Q2對電容C5充電。電流i7還要對電容C4充電。電阻R3的阻抗要進行選擇使得電流i7中對電容C5進行充電的那部分電流不會在電阻R3兩端產生足夠的壓降從而使三極管Q4導通。上升的電壓V5和V6會使三極管Q1的正向導通，并使電流i1和回掃脈沖電壓V1與V2上升。啟動回掃脈沖的充電還會進一步提高電壓V5，使三極管Q1的工作狀態從A類工作方式轉換到D類方式。三極管Q1的截止時間由D類工作狀態開始時的t3時刻移動到正常工作狀態建立后的t1-t2之間。
電容C4兩端電荷的平衡改進了電路的線性特性，使得偏轉電流i3與電流i7程呈線性地比例關系。由于電容C4保持了電荷平衡，于是就不需要直流反饋了。由于電路沒有使用直流反饋電路，于是在驅動信號改變時的寄生振蕩和過沖就小。
電容C4兩端的電荷平衡還提供了熱的穩定性。二極管D6、D7的正向電壓和三極管Q5與Q3的基極-發射極節點電壓的任何變化均可以通過電壓V4平均值的相應改變來補償。所有相關的正向電壓均會影響電壓V4的平均值使得電容C4的充電等于放電。充電與放電之間的任何變化均會導致電壓V4平均值的變化。
假設未調整的電流i7產生一個未調整的偏轉電流i3。正向電壓的變化，比如由于溫度而引起正向電壓的變化將會使電壓V4平均值的改變，而使前面提到的電壓V4的交叉點、三極管Q1的截止時刻以及偏轉電流i3保持不變。
陰極射線管用高壓變壓器T次級線圈比如圖1的線圈W2的負載的任何改變也會在圖2c的t0時刻在初級線圈W1中引起峰值電流發生相應的改變。其結果是，電流i1的幅度也會相應地改變，進而改變偏轉電流i3。這種效應是偏轉電路和陰極射線管用高壓電路的特征。但是，在控制電路200中使用的取樣方法抑制了與負載變化有關的光柵失真。圖2d的電流i5是電流i1和i4之和的例子。比如說，電流i1的增加使得電流i5增加。其結果是在t0時刻之后圖2d的電壓V4會更快地下降，使交叉點向t0時刻靠近。與此相反，電流i1峰值幅度的降低將使交叉點延后，進而是三極管Q1的關閉時刻延遲。這樣，電流i1峰值幅度的任何改變均會由在t1-t2之間的相應移動而立即得到補償。于是，由于陰極射線管用高壓變壓器T初級線圈W1中峰值電流幅度的變化而引起的光柵失真就得到了抑制。
權利要求
1.一種視頻顯示裝置，包括偏轉線圈(LH)，它在回掃期間包括在回掃諧振電路(100)之中；第一開關(Q2)，它以一個與第一偏轉頻率(fH)有關的頻率響應第一開關控制信號(V101)并與所說的偏轉線圈相連以便在所說的偏轉線圈中生成偏轉電流(I3)；第一電容(C4)；取樣開關(D7)，它與所說的偏轉線圈和所說的第一電容相連以便能對表示所說的偏轉電流幅度的信號(V2)進行取樣，并在給定的偏轉周期(回掃)的第一部分期間將取樣得到的信號加到所說的第一電容上，并在第一電容中保存表示所說的偏轉電路的幅度的第一電荷；調整信號(301)源，它的頻率與耦合到所述第一電容器的第二偏轉頻率有關，在所說的給定的偏轉周期(掃描)的第二部分，用于在所說的第一電容上存儲表示所說的調整信號的幅度的第二電荷，但電荷的方向與所說的第一電荷相反；比較器(Q4，Q5)，它對在所說的第一電容上由于所說的第一和第二電荷而產生的信號作出響應以便能根據它們之間的差別生成第二開關控制信號(V6)；第三開關(Q1)，它響應所說的第二開關控制信號并與所說的偏轉線圈相連以便能以校正光柵失真的方式控制所說的偏轉電流。
2.如權利要求1的裝置，其中當(在回掃期間)所說的第一電荷(在C4上)在保存期間，在所說的第一電容上累積起來的電壓(V4)是緩慢上升的，并且所說的比較器(Q4，Q5)響應所說的斜坡上升的電壓以便能在所說的超過比較器門限電平時產生所說的第二開關控制信號(V6)。
3.如權利要求1的裝置，其中所說的取樣開關(D7)在所說的回掃周期的相應部分(回掃的前半部分)對在所說的偏轉線圈(LH)中累積的回掃脈沖電壓(V2)的一部分進行取樣。
4.如權利要求3的裝置，其中所說的取樣開關(D7)對所說的回掃脈沖電壓(V2)的峰值電壓進行取樣，并在所說的峰值電壓出現過后將所說的第一電容(C4)與所說的回掃諧振電路(100)斷開。
5.如權利要求1的裝置，其中在所說的回掃期間的一部分，所說的第一電容(C4)與所說的偏轉線圈(LH)相連并且包括在所說的回掃諧振電路(100)中以形成回掃電容。
6.如權利要求5的裝置，其中所說的回掃諧振電路(100)包括第二回掃電容(C3)。
7.如權利要求1的裝置，還包括第二電容，它與所說的第一電容(C4)相連，形成電容性的分壓器用以在一個方向上對所說的第二電容充電；第四開關，它與所說的第二電容相連用以在相反的方向上對所說的第二電容充電。
8.如權利要求1的裝置，還包括陰極射線管用高壓電容(C1)，在形成一個正向調節器的所說的回掃期間的一部分它與電源電感(W1)相連形成陰極射線管用高壓諧振電路(99)，該電路通過所說的第三開關(Q1)與所說的偏轉線圈(LH)相連。
9.如權利要求8的裝置，其中所說的電源電感(W1)包括陰極射線管用高壓變壓器T的初級線圈，其中所說的變壓器連接到高壓接線端(ULTOR)相對于變壓器而言形成一個負載，該負載會根據射束電流的變化而變化，而其中所說的第三開關(Q1)使得所說的負載從所說的回掃諧振電路(100)上斷開。
10.如權利要求1的裝置，其中所說的第三開關(Q1)在所說的回掃期間的第一部分(前半部分)工作在導通狀態，而在所說的回掃期間的第二部分(后半部分)處于非導通狀態。
11.如權利要求1的裝置，其中所說的第三開關(Q1)包括在一個東-西調整器中。
12.如權利要求1的裝置，其中所說的偏轉電流(I3)將受到控制，對于所說的調整信號(i7)的給定幅度所采用的控制方式能保持所說的第一電荷(在C4上)與所說的第二電荷的相等。
13.如權利要求1的裝置，其中表示所說的偏轉電流幅度的信號(V2)的變化會導致所說的第一電荷(在C4上)周期性地發生相應的變化。
14.如權利要求1的裝置，其中所說的第一電荷(在C4上)相對于第二電荷(在掃描期間)而言只需要很短的時間間隔(在回掃期間)就可以達到。
15.一種視頻顯示裝置，包括偏轉線圈(LH)，它包括在回掃諧振電路(100)之中；第一開關(Q2)，它以一個與偏轉頻率(fH)有關的頻率響應第一開關控制信號(V6)并與所說的偏轉線圈相連以便生成偏轉電流(I3)和回掃脈沖電壓(V2)，回掃電壓(V2)表示在所說的偏轉線圈中所說的偏轉電流的幅度；第一電容(C4)，它與第二電容(C6，C7)相連形成電容性的分壓器；第二開關(D7)，它用于將所說的回掃脈沖電壓送給所說的電容性分壓器，以在偏轉周期的一部分(回掃)在所說的第一電容上得到一部分所說的回掃脈沖電壓；東-西調整信號(i7)源(301)，它與所說的第一電容相連用以根據所說的調整信號改變在所說的第一電容上產生的電壓；比較器(Q4，Q5)，它對在所說的第一電容上得到的電壓作出響應；第三開關(Q2)，它響應所說的比較器的輸出信號(V6)，并與所說的偏轉線圈相連以便能用校正光柵失真的方式控制所說的偏轉電流。
16.如權利要求15的裝置，其中所說的比較器(Q4，Q5)在超過所說的比較器一個門限時將產生所說的輸出信號(V6)。
17.如權利要求15的裝置，還進一步包括第四開關(D8)，它與所說的第二電容(C6，C7)相連用以在所說的偏轉周期部分到來之前初始化保存在所說的第二電容上的電荷。
18.如權利要求17的裝置，其中所說第二(D7)和第四(D8)開關中的每一個包括一個對應的二極管，它們與所說的第二電容(C6，C7)的一個接線端(60)相連。
19.如權利要求15的裝置還包括輸入電壓源，與所說輸入電壓源(B+)相連的電源電感(W1)，以在所說的電源電感中生成陰極射線管用高壓脈沖電壓(V1)，其中所說的第三開關(Q1)與所說的電源電感和所說的回掃諧振電路(100)相連，以將所說的電源電感和所說的回掃諧振電路連接起來以便補充在所說的回掃諧振電路中失去的能量，在所說的回掃脈沖電壓的可控部分，所說的第三開關讓所說的電源電感與所說的回掃諧振電路斷開。
全文摘要
一個東－西開關三極管(Q1)連接在陰極射線管用高壓變壓器的初級線圈(W1)與水平偏轉輸出三極管電路(250)之間以便能控制回掃能量,從而得到東－西枕形失真光柵校正所需要的偏轉電流幅度的東－西調整。一對串聯的第一(C4)和第二(C6,C7)電容形成了與回掃諧振電路(100)相連的電容性的分壓器,諧振電路包括有偏轉線圈(L
文檔編號G09G1/04GK1254468SQ98804651
公開日2000年5月24日 申請日期1998年4月10日 優先權日1997年4月30日
發明者P·E·哈弗爾, R·韋伯 申請人:湯姆森許可公司