專利名稱：校正光柵失真的偏轉電路的制作方法
技術領域：
本發明涉及一種偏轉電路，在這種偏轉電路中，偏轉電流的幅度可以在很大范圍內改變或受到調制以校正光柵失真。例如，為了校正外部和內部的東西枕形失真，對于偏轉電流的幅度進行調制可能是合乎理想的。
水平偏轉電路典型地包括具有偏轉開關、水平偏轉線圈和掃描電容的輸出級，該掃描電容在每一掃描時間內向偏轉線圈提供偏轉電流。在回掃時間內，把第一回掃電容耦合到偏轉線圈兩端上以形成回掃諧振電路。在回掃時間內，通過回掃變壓器來補充能量。
在顯示時間內，回掃變壓器次級繞組所提供的大束電(例如，圖5所示網狀圖案中的每一白色水平條)，代表在回掃時間內回掃變壓器的重負載。
在某些先有技術的電路中，在整個回掃時間內把回掃諧振電路通過東西控制電路的較小輸出阻抗耦合到回掃變壓器的初級繞組上。在這種先有技術的電路中，在回掃時間內上述負載使得回掃電容可能稍微放些電。這可能形成從掃描電容通過偏轉線圈流入回掃電容中的放電電流，而且由于網狀圖案中白色水平條的作用在掃描電容兩端可能形成少量的合成電壓降。
掃描電容上的電荷在顯示為網狀白色條下面黑色圖像部分的那些掃描行的回掃時間內來補充。這產生了在掃描時間內，以很低頻率、沿相反方向通過偏轉線圈流動的一個很小電流。掃描電容的主電電流和放電電流產生了光柵的小移動，并導致調制偏轉線圈的掃描電流的低頻振蕩，這種低頻調制可能使網狀圖案的每個垂直條呈現為鋸齒形而不是直線的樣子。這種鋸齒形以已知的垂直方向出現于緊接在與水平條相交之點的下方。以這種很低頻率出現的這種失真有時稱為“鼠齒”失真，示于圖5的網狀圖案中。
這樣，在出現大的電子束電流瞬變的時間內或在這種瞬變剛剛過去以后，代表在回掃時間內低阻儲能的、由于偏轉電路而出現的“鼠齒”失真滿足了高壓陽極電路中所需能量瞬時增大的需要。這樣，從偏轉電路傳送到高壓陽極電路上的能量有引起偏轉線圈中掃描電流發生變動的趨勢。“鼠齒”失真的特點及其相應的解決方法在美國專利第4429257、4634937、4780648和4794307號中作了說明。
在實施本發明一個方面的水平偏轉電路中，利用雙向調制開關在回掃時間內形成調制開關電流。耦合到包括第一回掃電容的回掃諧振電路上的這種調制開關具有導通時間，該導通時間受到在水平回掃時間內根據場頻拋物線電壓而進行的相位調制。第二回掃電容器與調制開關并聯連接。在掃描時間內調制開關是導通的，在回掃時間內的某一可控瞬間調制開關斷開。當導通時，調制開關在第二回掃電容兩端形成低阻抗，把第二回掃電容兩端的電壓箝位到零。結果是，當調制開關在部分回掃時間內處于不導通狀態時，在第二回掃電容兩端產生了具有可控幅度、可變寬度的可控回掃脈沖電壓。第二回掃電容兩端的回掃電壓改變第一回掃電容兩端所產生回掃電壓的大小，并且用這種方法來提供偏轉線圈所需的電流調制，以便校正外部和內部枕形失真。
由于調制開關僅在部分水平回掃時間內導通，所以有利地減小了“鼠齒”失真。“鼠齒”失真的減小是由于在水平回掃的另一部分時間內調制開關不導通時，回掃變壓器的初級繞組通過第二回掃電容所形成的阻抗耦合到回掃諧振電路上去了。在與“鼠齒”失真有關的低頻率上，這一阻抗是很高的。這種頻率大大低于回掃諧振頻率。因為調制開關工作于開關狀態下，所以有利地減小了功率損耗。
回掃變壓器次級繞組上的回掃電壓可以用來提供同步反饋信號，該同步反饋信號用來對相位控制電路提供定時信息。相位控制電路產生使水平偏轉電流同步于水平同步輸入信號的控制信號。
根據本發明的特點，第二回掃電容使回掃變壓器的反饋信號與偏轉線圈兩端所產生的回掃電壓保持同相。因此，反饋信號在整個垂直掃描期間內提供水平偏轉電流的正確水平定時信息。如果在回掃變壓器中有回掃電壓并且在整個垂直掃描期間內偏轉線圈中沒有保持同相，就可能出現在垂直方向上形成了輕微拋物線彎曲光柵的光柵失真。
實施本發明一個方面的電視偏轉設備包括第一輸入信號的源和回掃諧振電路，該第一輸入信號源的頻率與第一偏轉頻率有關。回掃諧振電路包括偏轉線圈和第一回掃電容。在偏轉線圈中產生偏轉電流;在給定的偏轉周期的回掃時間內，在第一回掃電容上產生第一回掃脈沖電壓。把第二回掃電容耦合到回掃諧振電路上，用來在回掃時間內在第二回掃電容上產生第二回掃脈沖電壓。通過與輸入供電電源耦合的供電電感，第一和第二回掃脈沖電壓耦合到負載電路上。頻率與第二偏轉頻率有關的、調制第二輸入信號的源耦合到開關結構上。開關結構根據第二輸入信號來改變第二回掃脈沖電壓開始的時間與第一回掃脈沖電壓開始的時間之差，以產生對于偏轉電流的調制。當第二回掃脈沖電壓產生時，把阻抗結構插入到供電電感與回掃諧振電路之間，該阻抗結構包括第二回掃電容，當頻率大大低于回掃諧振電路的回掃諧振頻率時，該阻抗結構的阻抗較高。這個高阻抗在頻率低時把供電電感與回掃諧振電路隔離開來。
圖中

圖1a-1h示出說明圖2電路的理想化波形;
圖2示出實施本發明一個方面的、包括外部枕形失真校正的偏轉電路;
圖3a-3b示出說明圖2電路的，出現在水平回掃時間內的波形;
圖4示出說明圖2電路工作的其它波形;
圖5示出未校正“鼠齒”失真的網狀圖案;
圖6a-6d示出說明圖2電路中電流保護特性的波形;
圖7示出本發明的第二實施例，它包括內部枕形失真校正;以及圖8a-8c示出與圖7電路有關的波形。
圖2中實施本發明一個方面的水平偏轉電路250，對例如A66EAS00×01型FS彩色顯像管(CRT)提供水平偏轉。電路250包括工作于水平頻率的開關晶體管Q1和反并聯阻尼二極管DQ1，Q1和DQ1像作為一個集成電路那樣構成。回掃電容器C1與晶體管Q1和二極管DQ1并聯連接。偏轉線圈LH與S成形掃描電容CS串聯連接以形成一個電路支路，該電路支路與晶體管Q1、二極管DQ1和回掃電容C1中的每一個都是并聯連接的，以便形成在水平回掃時間內的回掃諧振電路100。
包括水平振蕩器和鑒相器的相位控制級101(圖中未詳細示出)響應于水平同步信號Hs。信號Hs從例如電視接收機的視頻檢波器(圖中未示出)得出。級101通過晶體管Q6把激勵電壓101a加到激勵變壓器T2的初級繞組T2a上。變壓器T2的次級繞組T2b通過包括電阻R1和R2的分壓器耦合到晶體管Q1的基極一發射極結上，以產生水平頻率fH的基極激勵電流ib。回掃變壓器T1的初級繞組W1耦合到B+電壓源與晶體管Q1的集電極之間。變壓器T1的次級繞組W2耦合到級101上，以提供用來產生激勵信號101a的反饋回掃信號Hr，Hr使線圈LH中的水平偏轉電流i2同步于信號Hs。
實施本發明一個特點的開關式光柵校正電路200包括東西控制電路300，300控制開關晶體管Q2的開關定時。在整個掃描時間內晶體管Q2是導通的;在回掃時間內的某一可控瞬間，Q2變成不導通的。晶體管Q2的集電極連接到晶體管Q1的發射極與回掃電容C1之間的連接端50上。晶體管Q2的發射極通過小的電流取樣電阻R101連接到地上。與晶體管Q2并聯連接的阻尼二極管DQ2和晶體管Q2在結構上像是一個集成電路那樣。第二回掃電容器C2耦合于晶體管Q2的集電極與地之間。在變壓器T1的繞組W4兩端所產生的回掃電壓Vr提供用來在高壓陽極電源556中產生高壓陽極電壓的高壓，556包括圖中未示出的整流二極管。
用作說明的第一假想實施例代表第一種極端工作情況，其中晶體管Q2在整個掃描和回掃時間內保持導通。在此情況下，偏轉電路250以除了東西校正以外都是周知的方法結束產生偏轉電流i2。正如下面繼續所說明的那樣，在此情況下，電流i2為最大峰-峰幅度。
還是用作說明的第二個假想實例代表第二種極端工作情況，其中開關晶體管Q2在整個回掃時間內處于截止狀態下。在第二個實例中，在回掃時間內形成了一對諧振電路。第一個是圖2中的諧振電路100，100包括回掃電路C1、線圈LH和掃描電容Cs。第二個諧振電路包括回掃變壓器的繞組W1和回掃電容C2，W1與C2是串聯連接的。分別加以考慮，這一對回掃諧振電路中的每一個調諧到低于所需標稱回掃頻率的頻率上。把諧振電路耦合起來以形成組合的諧振電路。所以，組合諧振電路中形成的公共回掃頻率高于其每一個構成成分的回掃頻率并使之等于所要求的標稱回掃頻率，即，在PAL系統中作為例證為43KHz。
正如以前所說明的那樣，變壓器T1的次級繞組W2提供水平同步回掃信號Hr。信號Hr的每一個脈沖代表偏轉線圈LH中的回掃時間。水平同步信號Hr耦合到用來提供反饋同步信號的相位控制級101上。包括在信號Hr脈沖中的同步信息是偏轉線圈LH中電流i2相位的指示。信號Hr和水平同步脈沖Hs用來調節級101中所包括的水平振蕩器輸出信號的相位和頻率。
在第二個假想實例中，變壓器T1的初級繞組W1通過包括電容C1和C2的電容分壓器耦合到回掃諧振電路100上，以形成組合的諧振電路。這種組合的回掃諧振電路允許正確的同步而不產生“鼠齒”失真。在申請人為P.E.哈菲爾(Haferl)、題為“東西校正電路”(“EAST-WESTCORRECTIONCIRCUIT”)的美國專利46349317號中，詳細地說明了形成這種組合回掃諧振電路的優點。
在掃描時間內，繞組W1中的電流i1流經晶體管Q1，并且通過晶體管Q2到地。在回掃時間內，電流i1流經電容C1，還作為回掃電流i4流經電容C2，并且在回掃電容C2兩端產生回掃電壓V2。
利用穩壓電源的B+電壓來穩定在串聯連接的電容C1和C2兩端所產生回掃電壓V1的幅度。因此，電壓V1實際上有利地不受東西調制的影響。在線圈LH兩端和電容C1兩端產生的回掃電壓V4確定了偏轉電流i2的幅度。回掃電壓V4等于回掃電壓V1減掉回掃電壓V2。因為在回掃的第二部分時間內，當晶體管Q2不導通時，晶體管Q2中的電流i3為零，回掃電流i1實際上全部作為電流i4而流經電容C2并且產生回掃電壓V2。由此得出，在第二個假想實例(其中，晶體管Q2在整個回掃時間內不導通)中，電壓V2為最大幅度。因此，在第二假想實例中，電壓V4的幅度為最小值，偏轉電流i2的幅度也是最小值。
根據本發明的一個方面，通過在回掃時間的前一半內，對于晶體管Q2的截止瞬間進行調制來實現對于偏轉電流的調制，用這種方法來減小“鼠齒”失真。通過選擇電容C1的值(例如，使C1近似為電容C2的兩倍)和繞組W1的電感值(例如，使W1近似為電感LH的兩倍)，使回掃頻率在回掃的第一部分時間內(當晶體管Q2導通時)和在回掃的第二部分時間內(當晶體管Q2不導通時)保持相等。因此，在繞組W1中電壓V1的相位相對于偏轉電流i2的相位來說，不受晶體管Q2導通狀態的影響。對于截止瞬間進行調制是可以允許的，因為根據變壓器T1中繞組W4上的電壓V1而產生的回掃時間和回掃電壓Vr實際上有利地不受晶體管Q2在回掃時間內導通狀態的影響。
圖1a-1h示出可用于說明圖2電路工作的理想化波形。圖2和圖1a-1h中，類似的符號和數字指示類似的元件或功能。
東西控制電路300產生激勵晶體管Q2基極的脈沖電壓V3。電壓V3使晶體管Q2在整個掃描時間內導通。在回掃時間內，電壓V3的下降沿在圖1a中t2-t3的范圍內受到相位調制。這樣，圖2中開關晶體管Q2在圖1a中時間t2以前導通;在時間t2以后的t2-t3的范圍內，在相位調制的時刻，Q2開關到截止狀態。當導通時，晶體管Q2把回掃電壓V2箝位到零，并改變電壓V2產生的時刻。
圖2中變壓器T1的繞組W1中的電流i1流入包括線圈LH和電容C1的諧振電路100中。當圖2的晶體管Q2不導通時，來自諧振電路100的電流分裂開來，形成電流i3和i4。當晶體管Q2截止時，圖1d中逐漸減小的電流i4對于圖2的電容C2進行充電，充到圖1d中的時間t4，t4出現在回掃時間的中心，這時電流i1和i4變成零。結果是，在回掃中心時圖1e的電壓V2達到其峰值幅度。在回掃的后一半時間內，圖1d中減小到更負的負電流i4使圖2中電容C2進行放電，放到電壓V2變負。當電壓V2變成足夠負時，二極管DQ2開始導通，把電壓V2箝位到-0.6伏，即二極管DQ2的正向電壓。
當掃描行位于光柵中心比位于光柵頂部或底部時，外部枕形失真的校正要求偏轉電流i2具有更大的幅度。在光柵頂部，晶體管Q2最早在時間t2時截止。在時間t2以后，圖1e的電壓V2開始減小。在回掃中心出現以后，電壓V2減小，減到時間t6時，V2變成零。因為在光柵頂部、時間t2時，晶體管Q2截止，電壓V2的峰值幅度為最大值，所以，圖1f中電壓V4的峰值幅度為最小值。從光柵頂部向著光柵中心，由圖1a中電壓V3下降沿所確定的、晶體管Q2的截止時間在時間t2-t3范圍內越來越延遲。結果是，圖2中電壓V2的峰值幅度減小，電壓V4的峰值幅度增大，偏轉電流i2的峰值幅度增大。在光柵中心，在圖1e中時間t3時電壓V2開始增大，在每一個水平周期的時間t5時V2變成零。從光柵中心向著光柵底部，圖2中晶體管的截止時間在圖1a中從時間t3到時間t2的范圍內越來越領先，結果是，圖2中電壓V2增大，電壓V4減小，偏轉電流i2減小。這樣，偏轉電流i2正比于回掃電壓V4并且反比于回掃電壓V2，對于i2是根據晶體管Q2的截止瞬間進行調制的。
圖1a中電壓V3的下降沿以拋物線方式受到場頻相位調制，以獲得波形1e、1f和1h所示的場頻包絡。圖2中晶體管Q2截止時間的變動也有利地調制了圖1e中電壓V2在回掃近于結束時變成零的時間。
根據本發明的一路特點，在水平回掃時間內電壓V2回掃脈沖波形的中心相對于水平回掃時間的中心t4來說，在整個垂直掃描時間內保持相同。這樣，圖2中電壓V4和V2與電壓V1保持同相。由此得出，信號Hr有利地與偏轉電流保持同相。
在繞組W2兩端產生的信號Hr提供偏轉電流i2相位信息。信號Hr加到級101上，用來使級101的水平振蕩器同步于視頻信號的同步脈沖Hs。因為電容C2把繞組W1耦合到線圈LH上以形成組合的諧振電路，所以，信號Hr的相位信息實際上與偏轉電流i2的相位信息相同。晶體管Q2工作于開關狀態所提供的另一個優點是，不需要有感性分量與晶體管Q2串聯連接。還有，晶體管Q2工作于開關狀態使晶體管Q2的功率損耗低。所以，晶體管Q2不需要散熱器。超過其它東西電路(例如，傳統的二極管調制器)的另一個優點是，在掃描的后一半時間內，偏轉電流i2并不流經阻尼二極管，這使偏轉損耗和不對稱線性誤差都較小。
正如前面所說明的那樣，在回掃時間內、晶體管Q2變成不導通以后，偏轉諧振電路100通過高阻尼電容C2耦合到回掃變壓器T1上。晶體管Q2變成不導通的時候，高壓陽極電壓的整流二極管(未示出)導通。電容C2的高阻抗實際上在回掃時間內、在與“鼠齒”失真有關的頻率(“鼠齒”失真的頻率大大低于諧振電路100的頻率)上，把線圈LH和繞組W1隔離開來，從而防止了稱為“鼠齒”光柵失真的出現。
根據本發明的一個特點，在整個掃描時間內利用晶體管Q2把電容C1與C2之間的連接端箝位到地電位。因此，不出現稱為“風琴管”型的光柵干擾。如果不采用這種箝位，則由于回掃變壓器初級電流中的振蕩電流或振鈴就可能出現“風琴管”型光柵干擾。因為利用晶體管Q2在整個掃描時間內把晶體管Q1箝位到地，所以抑制了這種振鈴。
為了進一步減少所需分立元件的數量，阻尼二極管DQ1和DQ2可以采用集成電路技術與相應的晶體管有利地構成在一起。
保護二振管D1耦合到晶體管Q2的集電極與變壓器T1初級繞組W1的W1a端子之間。二極管D1保護晶體管Q2免受在開始接通電源時可能出現過大峰值電壓的影響。利用二極管D1把電壓V2的最大值限制到350伏從而保護晶體管Q2。變壓器T2在初級繞組與次級繞組之間最好有400伏的絕緣能力。
遙控接收機201產生通/斷控制信號201a，201a耦合到+12伏穩壓電源的通/斷晶體管開關Q7上。當晶體管Q7不導通時，產生輸出電源電壓+12伏，這使相位控制級101在通電工作期間被激勵。當晶體管Q7導通時，級101斷電，這使設備工作于準備狀態下。在轉換到準備狀態工作的期間內，相位控制級101對晶體管Q6的基極提供基極激勵，使變壓器72的激勵器晶體管Q6截止。
例如，當從正常或通電工作狀態轉換到準備狀態工作以后，仍然有能量存儲在圖2中變壓器T2的初級繞組T2a內。這一能量可以在偏轉晶體管Q1中繼續產生基極電流ib，直到變壓器T2中初級繞組T2a兩端電壓101a的數值減小到零。結果是，可以產生具有已延長，但不確定的持續時間(當晶體管Q1停止導通時，該持續時間即告結束)的最終偏轉周期。因此，電流i1、i2和i4可能過分增大，并且使晶體管Q1和Q2破壞。
為了防止這種可能性，通/斷控制信號通過電阻R81和導線555耦合到對晶體管Q2提供基極激勵的晶體管Q5的基極上，使得在完成了從電源通到準備狀態的轉換以后晶體管Q2立刻截止。因為晶體管Q1和Q2是串聯連接的，所以，晶體管Q2的截止就使這兩個晶體管中的電流都停止了。這樣，保護了晶體管Q1和Q2。但是，這種快速關斷結構可能需要快速光點抑制電路(未示出)，以防止電子束的有關光點損壞顯像管。
圖2中，還示出了可能有利地不需要快速光點抑制電路的另一種保護結構。在這種更好的結構中，包括二極管D10和電阻R91串聯結構的反饋結構，通過導線555耦合到虛線所示晶體管Q2的發射極與晶體管Q5的基極之間。當采用這種反饋結構時，晶體管Q2的發射極通過電流取樣電阻R101連接到地，使電流i3在電阻R101兩端被取樣。在電阻R101兩端產生的合成電壓VOC控制晶體管Q5的基極電壓。當電阻R101兩端的電壓VCC超過+1.8伏時，電壓Voc使晶體管Q5導通，晶體管Q5減小了晶體管Q2的基極激勵。這樣，例如當電阻R101等于1歐時，電流i3被限制到峰值為1.8安。
二極管D10和電阻R91所提供的反饋有利地保護了晶體管1和Q2;在工作期間，特別是在從電源到準備狀態的轉換期間內，Q1和Q2是串聯連接的。當然，應當了解，這種反饋結構也可以與以前說明過的、把信號201a耦合到晶體管Q5基極上的那種結構一道使用或者取而代之。例如，當這兩種結構一道使用時，電流i3可能變成實際上減小到例如等于零，以便提供所需要的過流保護或提供通/斷工作。
圖6示出當沒有保護電路時，在剛剛完成正常工作的電源通狀態和準備狀態之間的相應轉換以后，圖2中電流i3波形的包絡;如果為了禁止保護電路工作而把導線555斷開時，就出現上述沒有保護電路的情況。類似地，圖6b示出當連接著允許保護電路工作的導線555時，圖2中電流i3波形的包絡。注意，圖6b中電流i3被限制到最大值為1.8安。同樣地，圖6c示出當保護電路被禁止時，圖2中晶體管Q1集電極電流的包絡;圖6d示出當保護電路被允許時，圖2中晶體管Q1集電極電流的包絡。在1988年3月10日、同一申請人P.E.哈菲爾提交的、題為“偏轉電路的保護結構”(“PROTECTIONARRANGEMENTOFADEFLECTIONCIRDUIT”)的美國專利申請書第880575號中，對于保護電路的工作也作了討論。
圖2的東西控制電路300包括由晶體管Q3、Q4和激勵開關晶體管Q2的達林頓激勵器晶體管Q5所形成的差分放大器。包括晶體管Q3和Q4的差分放大器把垂直拋物線電壓V6、與具有圖2所示波形的電壓V5中指數型斜坡部分V5a加以比較。這兩個比較電壓的交點確定了圖1a中控制電壓V3的定時。
為了產生圖2中電壓V5，在變壓器T1的繞組W3中產生的圖2中水平回掃脈沖HW3通過電阻R4耦合到齊納二極管D3上。包括電容C4、電阻R5和二極管D2的加速網絡在二極管D3兩端產生具有快速上升前沿的門脈沖VD3。較快的前沿有利于形成東西控制電路300較大的動態范圍。二極管D3兩端的脈沖VD3通過電阻R6和R7加到電容C5和電阻R9上，用來產生電壓V6的指數型斜坡部分V5a。包括指數增大的頂部V5a的脈沖電壓V5加到晶體管Q4的基極上。包括被疊加鋸齒波電壓的、圖2中場頻拋物線電壓Vp從傳統垂直偏轉電路350的隔直流電容Cc通過電容C8、電阻R20和電阻R19耦合到晶體管Q3的基極上。電阻R14、R15和R16提供晶體管Q3基極的直流偏置。通過電阻R13耦合到晶體管Q3基極和積分電容C6上的電壓V2提供負反饋，使電壓V2的場頻包絡跟蹤于電容Cc上產生的拋物線電壓Vp。
在取樣電阻R5兩端產生的垂直鋸齒波電壓通過電阻R10和電阻R9耦合到電容C5上，用來產生在由電壓VRS所確定的峰值幅度處具有指數向上斜坡部分的電壓V7。電壓V7耦合到東西控制電路300中晶體管Q4的基極上。因此，電壓VRS還通過電容Cc耦合到晶體管Q3的基極上。因為電壓VRS是以不同方法加上去的，所以防止了電壓VRS對于晶體管Q3和Q4開關工作的顯著影響。晶體管Q3基極上產生的垂直拋物線電壓V6與水平斜坡電壓V5相比較。電壓V5和V6的交點確定了電壓V3前沿和后沿的定時，正如以前所指出的那樣。
電壓V5的指數型斜坡部分V5a，通過補償圖1b中電流i1在回掃時間內電平的降低，使東西光柵校正或調制器電路200線性化了。因為電壓V3在圖1a中時間t2前后的小調制度與電壓V3圖1a中時間t3前后的同一調制度相比，所形成的圖1e中電壓V2的幅度調制較大，所以出現了線性化。這是因為圖1b和圖1d的電流i1和i4中每一個電流在時間t2時的幅度分別高于在時間t3時的幅度，并且因為電壓V2正比于∫i4dt數值的緣故。圖1g中，指數型斜坡電壓V5在時間t2前后比在時間t3前后更為陡峭。因此，對于一個給定的晶體管Q3基極上的電壓變動，電壓V3在時間t2前后的調制比在時間t3前后的調制要小。這樣，電壓V5的指數型斜坡部分V5a使東西光柵校正電路200的工作線性化了。電阻R15提高了電壓V5的直流平均值。作為電子束電流函數的圖像寬度變動的補償(可以稱為“反呼吸(anti-breathing”))可以通過晶體管Q3的基極加上去。
圖3a-3b和圖4示出在圖2中水平偏轉電路250工作時所獲得的波形。圖1a-1h、圖2、圖3a-3b和圖4中，相同的符號和數字指示相同的元件或功能。圖3a中電壓V1和電流i1實際上有利地沒有被調制。在圖3b中時間t2與t3之間，圖2中晶體管Q2開關到截止狀態。在圖3b中時間t5與t6之間，二極管DQ2開始導通。圖3b中電壓V2的中心最好處于圖3a中電壓V1的中心左右。當圖3b中電壓V2產生時，圖3b中電流i3為零。注意，為了提供外部枕形失真校正，要對圖4中偏轉電流i2進行調制。
圖2中基極耦合到晶體管Q3集電極與其負載電阻R12的連接點上的晶體管Q5，經過自身集電極上的負載電阻R17對于晶體管Q2提供基極激勵。晶體管Q5的集電極通過電容C7和電阻R18的并聯結構耦合到晶體管Q2的基極上，用來產生電壓V3下降沿部分的快速過渡，以實現晶體管Q2的快速截止。這種快速截止使在圖1c中時間t1以后立刻中斷電流i3，并且容許采用在時間t1與t4之間的整個調制范圍。作為例證，圖2中晶體管Q2的截止延時小于1微秒。如果采用金屬氧化物半導體場效應晶體管(MOSFET)來代替Q2，就可能進一步減小截止延時。在要求偏轉電流例如2fH的較高頻率的情況下，快速截止的特點是合乎理想的。
圖7示出水平偏轉電路250′，250′類似于圖2的電路250，250′用來在例如飛利浦45AX型顯像管(未示出)上提供水平掃描。圖7和圖2中，類似的符號和數字指示類似的元件或功能。但是，圖7的電路250′除了像以前相應于圖2所說明的那樣來提供外部枕形校正以外，還提供內部枕形校正。通過包括電感L1和電容Cs′的、耦合到電阻R22上的諧振電路60的工作來實現內部枕形校正。被電壓V2′調制了的內部枕形校正調制電流i5流經掃描電容Cs和晶體管Q2。電流i5調制電容Cs兩端的掃描電壓。通過調節電感L1的數值可以調節內部校正的大小。但是，這種調節是不臨界的，可以使用例如2.2毫亨的固定線圈。圖7中電容C2的所需數值大于圖2電路中的數值，因為圖7的電感L1在回掃時間內與變壓器T1的繞組W1是并聯連接的。在申請人為P.E.哈菲爾，題為“光柵校正電路”(“RASTER CORRECTION CIRCUIT”)的美國專利第4719392號中，更為詳細地描述了對于例如電流i5進行調制以提供內部枕形校正的方法。
圖8a-8c示出在操作圖7中電路250′期間所獲得的波形。圖8a-8c和圖7中，相同的符號和數字指示相同的元件或功能。注意，由于圖7中電流i5的結果，圖8b中電流i3在掃描時間內為反S型的。如果沒有內部枕形校正，電流i3應基本上以線性方式增大，理論上如圖1c所示。圖7的晶體管Q2，在掃描時間內還為電流i5提供電流通路。應該指出，為了提供內部枕形失真校正對于圖8a中電流i5和圖8b中電流i3都進行了調制。
權利要求
1.一種電視偏轉設備，這種設備包括第一輸入信號的源，其頻率與第一偏轉頻率有關包括偏轉線圈和第一回掃電容的回掃諧振電路；響應于所述第一輸入信號并且耦合到所述回掃諧振電路上的第一開關裝置，用來在給定偏轉周期的回掃時間內在所述偏轉線圈中產生偏轉電流，以及在所述第一回掃電容上產生第一回掃脈沖電壓；耦合到所述回掃諧振電路上的第二回掃電容，用來在所述回掃時間內在所述第二回掃電容上產生第二回掃脈沖電壓輸入供電電壓源；負載電路；耦合到所述輸入供電電壓源和所述第一開關裝置上的供電電感，用來把所述第一和第二回掃脈沖電壓耦合到所述負載電路上，并且用來補充在所述回掃時間內在所述回掃諧振電路中的能量損耗；以及對于第二輸入信號進行調制的源；這種設備的特征在于，響應于所述第一(101a)和第二(V3)輸入信號并且耦合到所述第二回掃電容(C2)上的第二開關裝置(Q2)，用來根據所述第二輸入信號(V3)來改變在所述第二回掃脈沖電壓(V2)開始與所述第一回掃脈沖電壓(V1)開始之間的時間差，以產生對所述偏轉電流(i2)的調制，從而，當所述第二回掃脈沖電壓(V2)產生時，把阻抗結構插入到所述供電電感(W1)與所述回掃諧振電路(100)之間，所述阻抗結構包括所述第二回掃電容(C2)并且在大大低于所述回掃諧振電路(100)中回掃諧振頻率的頻率上呈現為高阻抗，以便在所述較低頻率時把所述供電電感(W1)與所述回掃諧振電路(100)隔離開來。
2.根據權利要求1的一種設備，其特征在于，當所述負載電路(556)中出現變化時，所述高阻抗結構減小“鼠齒”失真。
3.根據權利要求1的一種設備，其特征在于，在所述第二回掃脈沖電壓(V2)產生的時間間隔內，所述第二回掃電容(C2)和所述供電電感(W1)形成一個串聯結構，該串聯結構與一個包括所述第一回掃電容(C1)和所述偏轉線圈(LH)的并聯結構并聯起來。
4.根據權利要求1的一種設備，其特征在于，所述第二開關裝置(Q2)在所述第一回掃脈沖電壓(V1)的部分時間〔除掉所述第二回掃脈沖電壓(V2)產生的時間間隔〕內，把所述第二回掃電容(C2)旁路;其中，在整個所述第一回掃脈沖電壓的時間內，組合諧振電路的諧振頻率基本上相同，該組合諧振電路包括所述供電電感(W1)、所述偏轉線圈(LH)、所述第一回掃電容(C1)和所述第二回掃電容(C2)。
5.根據權利要求1的一種設備，其特征在于，所述第二開關裝置(Q2)根據所述第二輸入信號(V3)產生所述第二回掃脈沖電壓(V2)的脈沖寬度的變化;從而，當所述第二回掃脈沖電壓(V2)的所述脈沖寬度變化時，所述第一回掃脈沖電壓(V1)與所述第二回掃脈沖電壓(V2)的相應預定部分之間的相位差保持基本上恒定;以保持當所述第二回掃脈沖電壓(V2)的脈沖寬度變化時，所述供電電感(W1)中產生的第三回掃脈沖電壓(Hr)正確同步于所述偏轉電流(i2)。
6.根據權利要求1的一種設備，其特征在于，所述供電電感包括回掃變壓器(T1)的初級繞組(W1);其中，所述負載電路包括高壓陽極電壓源(556)，把556耦合到高壓上并由該高壓加電，該高壓產生于所述變壓器(T1)的次級繞組(W4)中;556形成了以大大低于所述回掃諧振頻率的頻率、根據電子束電流變化而變化的負載。
7.根據權利要求1的一種設備，其特征在于，在所述第一回掃脈沖電壓(V1)的第一部分時間內，所述第二開關裝置(Q2)工作于導通狀態下，用來把延遲所述第二回掃脈沖電壓(V2)的產生的低阻抗加到所述第二回掃電容(C2)兩端上;其中，在所述第一回掃脈沖電壓(V1)的第二部分時間內，所述第二開關裝置(Q2)工作于不導通狀態下，用來把所述低阻抗去掉，以便允許所述第二回掃脈沖電壓(V2)產生出來。
8.根據權利要求7的一種設備，其特征在于，在給定的回掃時間內，所述第二部分時間緊接在所述第一部分時間之后。
9.根據權利要求7的一種設備，其特征在于，包括所述偏轉線圈(LH)、所述供電電感(W1)、所述第一回掃電容(C1)和所述第二回掃電容(C2)的組合諧振電路的回掃諧振頻率，當所述第二開關裝置(Q2)在導通狀態下以及當所述第二開關裝置(Q2)在不導通狀態下，保持基本上相同。
10.根據權利要求7的一種設備，其特征在于，在所述第一回掃脈沖電壓〔V1，其長度根據所述第二輸入信號(V3)而變化〕的所述第一部分已經過去以前，所述第二開關裝置(Q2)是導通的，以便在所述第一部分時間內、在所述第二回掃電容(C2)的一對端子之間形成低阻抗，用來防止所述第二回掃脈沖電壓(V2)根據所述第二輸入信號(V3)產生出來，只要所述第二開關裝置(Q2)是導通的;其中，緊接在所述第一部分之后，所述第二開關裝置(Q2)是不導通的，用來允許所述第二回掃脈沖電壓(V2)產生出來。
11.根據權利要求1的一種設備，其特征在于，所述供電電感(W1)包括回掃變壓器(T1)的一個繞組，當所述第二開關裝置(Q2)不導通時，該繞組通過所述第二回掃電容(C2)耦合到所述回掃諧振電路(100)上;當所述第二開關裝置(Q2)導通時，該繞組通過所述第二開關裝置(Q2)耦合到所述回掃諧振電路(100)上，以便形成組合回掃諧振電路，該組合回掃諧振電路的諧振頻率當所述第二開關裝置(Q2)導通以及當第二開關裝置(Q2)不導通時基本上不變。
12.根據權利要求1的一種設備，其特征在于，所述第二開關裝置(Q2)在給定偏轉周期的部分時間內與所述第一開關裝置(Q1)串聯連接，并且與所述第二回掃電容(C2)并聯連接其中，所述第二回掃電容(C2)連接到所述第一開關裝置(Q1)與第二開關裝置(Q2)之間的第一連接端(50)上，并且與所述第一回掃電容(C1)串聯連接。
13.根據權利要求1的一種設備，其特征在于，耦合到所述偏轉線圈(LH)上以便在所述偏轉周期的掃描時間內形成第一掃描諧振電路的掃描電容(Cs);還在于，耦合到所述掃描電容(Cs)上，以便提供內部枕形失真校正的第二掃描諧振電路(60)，其中，當所述第二開關裝置(Q2)不導通時，在所述第二掃描電容(C2)上產生的所述第二回掃脈沖電壓(V2)在所述第二掃描電路(60)中產生內部枕形失真校正調制電流，對于該電流根據所述第二回掃脈沖電壓(V2)進行了調制。
14.根據權利要求1的一種設備，其特征在于，所述第一開關裝置(Q1)和第二開關裝置(Q2)中的每一個都以行頻工作;其中，所述第二開關裝置(Q2)在所述回掃時間內的某一時刻變成不導通的，該時刻以拋物線方式、以場頻變化，用來以提供枕形失真校正的方式來改變所述第二回掃脈沖電壓(V2)的幅度。
15.根據權利要求1的一種設備，其特征在于，耦合到所述回掃諧振電路(100)上，用來在水平回掃時間內產生具有指數型頂部的、基本上為矩形波脈沖(V5)的裝置;所述矩形波脈沖被耦合到東西光柵校正控制電路(300)中差分放大器(Q3、Q4)的第一輸入端(Q4的基極)上，所述放大器的第二輸入端(Q3的基極)響應于場頻信號(V6)，用來在所述差分放大器的輸出端(Q3的集電極)上產生耦合到所述第二開關裝置(Q2)控制端(基極)上的、具有某一相位的調制信號，該相位根據場頻信號(V6)而變化;其中，所述矩形波脈沖電壓(V5)的頂部以相對于所述場頻信號(V6)的變化來改善東西光柵校正控制電路(300)的線性的方式而變化。
16.根據權利要求1的一種設備，其特征在于，所述第二開關裝置(Q2)調制所述偏轉電流(i2)以便提供內部和外部枕形失真校正。
17.根據權利要求1的一種設備，其特征在于，用來產生具有行頻的控制信號(V3)的裝置，該信號(V3)的相位在回掃時間內以場頻拋物線方式而變化;其中，所述第二開關裝置(Q2)響應于所述控制信號(V3)，用來當所述控制信號(V3)的相位變化時改變所述第二回掃脈沖電壓(V2)的脈沖寬度。
18.根據權利要求1的一種設備，其特征在于，所述第二回掃脈沖電壓(V2)具有某一相位，該相位相對于所述第一回掃脈沖電壓(V1)保持基本上恒定。
19.一種具有光柵失真校正的偏轉設備，這種設備包括第一輸入信號的源，其頻率與水平偏轉頻率有關包括偏轉線圈和第一回掃電容的回掃諧振電路響應于所述第一輸入信號并且耦合到所述回掃諧振電路上的第一晶體管開關，用來在所述偏轉線圈中產生水平偏轉電流，以及在所述第一回掃電容上產生第一回掃脈沖電壓;與所述回掃諧振電路串聯連接的第二回掃電容，用來在所述第二回掃電容上產生第二回掃脈沖電壓;第二輸入信號的源，其頻率與垂直偏轉頻率有關;響應于所述第一和第二輸入信號的裝置，用來產生具有某一相位的行頻控制信號，該相位根據所述垂直偏轉頻率而變化;這種設備的特征在于，耦合到所述第一晶體管開關(Q1)上的第二開關(Q2)，使得在所述偏轉電流(i2，i2在掃描時間內出現)的給定周期的一部分時間內，所述第一晶體管開關(Q1)與所述第二開關(Q2)串聯連接;響應于所述控制信號(V3)并且耦合到所述第二回掃電容(C2)上的所述第二開關(Q2)，用來產生所述第二回掃脈沖電壓(V2)開始時間相對于所述第一回掃脈沖電壓(V1)開始時間的變化，同時保持這兩個回掃脈沖電壓之間基本上恒定的相位差。
20.根據權利要求19的一種設備，其特征在于，所述第二回掃脈沖電壓(V2)的所述開始時間與所述第二回掃脈沖電壓(V2)結束時間之間的中心點，與所述第一回掃脈沖電壓(V1)保持基本上同相。
全文摘要
水平偏轉電路(250)的偏轉開關(Q
文檔編號H04N3/233GK1036676SQ89101248
公開日1989年10月25日 申請日期1989年3月9日 優先權日1988年3月10日
發明者彼得·愛德華·哈費爾 申請人:Rca許可公司