專利名稱：電子電路和操作高壓燈的方法
技術領域：
本發明涉及一種電子電路和在點火模式和正常工作模式下操作高壓燈的方法。
這種電路可以由現有技術，如由US 4,734,624，已知。由所引用US文獻已知的電路在圖7中示出并在下面詳細描述。它包括DC-AC變換器，該變換器包括四個晶體管I1、I2、I3和I4，其中晶體管I2和I3及I1和I4分別串聯，從而每次都形成一個半橋。這兩個半橋并聯在工作電位(+)和參考電位(-)之間。續流二極管21-24與各個獨立的晶體管I1-I4并聯。半橋充當DC-AC變換器并為高壓燈在點火模式或正常工作模式下的工作提供合適的AC電流。高壓燈本身構成串聯電路的一部分，該串聯電路包括第一線圈1，然后是高壓燈L，然后又是第二線圈3。這個串聯電路連接在兩個半橋的輸出S和T之間。該串聯電路包括與高壓燈L和第二線圈3并聯的電容器2。
只要高壓燈還沒有點燃，它就代表所述串聯電路中斷。但是，這種中斷由電容器2連接，從而兩個半橋是由電容器2互連的。因此，兩個半橋的獨立工作是不可能的，在高壓燈L的未點燃狀態下也是一樣。
第一線圈1和電容器2應該確定為適合正常工作模式的尺寸，從而它們可以充當從燈電流中過濾掉AC成分的濾波器。在這個過程中，即兩個晶體管I2和I3的開關頻率顯著高于由第一線圈1和電容器2構成的諧振電路的諧振頻率，它們無疑不能工作在諧振模式。
與此形成對照的是，在點火模式下第一線圈1和電容器2應該工作在它們的諧振頻率，從而產生點燃高壓燈L所需的高電壓。為此，有必要將電容器2構造成耐高壓，即幾kV。此外，第一線圈1的尺寸應當確定為即使當加載點火電流時它也不會進入飽和狀態，其中點火電流大約比正常工作時的電流強10倍。
現有技術實施方案顯示與正常工作模式相比，完全不同的元件尺寸確定，尤其是第一線圈1和電容器2的尺寸確定，對于點火模式是必須的。因此，由現有技術已知并在圖7中示出的電路基本上可以有效地用于點火模式或正常工作模式。事實上有可能利用圖7的電路結合點火模式和正常工作模式，但是在這種情況下，如果同時也要能夠實現點火模式，則對于正常工作模式，第一線圈1和電容器2必須超大尺寸。
圖7電路的另一個缺點是由于兩個半橋沒有去耦，而是通過電容器2耦合在一起，因此在開關元件11...14開關期間出現的強高頻同步干擾電壓可以不經檢查就發送到高壓燈L的連接線121、122。最終，損耗將在晶體管I1...I4開關期間出現，該損耗與開關頻率成正比，開關頻率越高，損耗就越高。在圖7電路中沒有采取減少這些損耗的措施。
從所引用的US專利開始，本發明的一個目的是開發向其中所公開的高壓燈供電的電路，使得有可能既用于高壓燈點火模式又用于正常工作模式，即穩定的持續工作，而不需要電路元件必須超大尺寸。
這個目的是通過權利要求1的特征定義實現的。更精確地說，本發明的這個目的是通過由圖7已知的電容器2，下文中指第一電容器，從第一線圈和高壓燈之間的連接點切換到參考電位或工作電位及通過提供從高壓燈和第二線圈之間的連接點切換到參考電位或工作電位或者與高壓燈并聯的第二電容器實現的。
根據本發明的電容器布置從原理上實現了，即至少只要高壓燈還未點燃，兩個半橋以去耦方式工作。根據本發明，由于至少高頻成分可以通過公共的連接點，即第一線圈和高壓燈之間的連接點，以及這種情況下還有第一電容器，除去，因此這對于第二電容器與高壓燈并聯的情況也是正確的。
上述兩個半橋的去耦使得有可能實現第一諧振電路，指濾波電路，和第二諧振電路的獨立構造和尺寸確定，第一諧振電路包括尤其是在工作模式下從燈電流中過濾掉高頻成分的第一線圈和第一電容器，而第二諧振電路包括在點火模式下點燃高壓燈的第二線圈和第二電容器。通過從燈電流中過濾掉高頻成分，第二線圈在工作模式下實現附加的濾波功能。
因此，根據本發明的電路使得有可能通過獨立的電路元件，即濾波電路和第二諧振電路，既能在正常工作模式下實現濾波功能又能在點火模式下實現點火功能。這兩個諧振電路是彼此獨立地進行尺寸確定和工作的。根據本發明，由于濾波電路不一定也要實現點火功能，因此尤其是濾波電路中第一線圈和第一電容器的超大尺寸是不必要的。
此外，根據本發明，至少對于高頻成分，高壓燈的兩個端子通過第一和第二電容器連接到工作電位或參考電位。以這種方式，在半橋中，例如由于開關元件的開關，出現的高頻干擾尖峰在到達高壓燈之前就已經通過電容器自動、方便地除去了。因此，通過高壓燈本身的實際電流有利地至少基本上沒有HF干擾尖峰。這樣供電還使得高壓燈也沒有DC干擾電壓。
為了減少半橋的晶體管中的開關損耗，在附加權利要求中提出了與晶體管并聯的電容器布置的各種實施方案。
有利地，根據本發明的電路包括用于調節通過高壓燈的電流幅值的電流控制。
此外，上面提到的本發明目的還通過如權利要求8所述操作高壓燈的方法實現。這種方法的好處基本上對應于上面提到的電路的好處。除了這些好處，所述方法還提供了不僅以其自然諧振頻率而且可選地還以其諧振頻率的奇數分之一操作第二諧振電路L2、C2的可能性，這樣做的好處是點火模式下，尤其是第二個半橋開關元件中，的損耗明顯減少了。
根據本發明的電路及根據本發明操作它的方法的其它有利實施方案是附加權利要求的主題。
本發明在7個圖中進行了說明，其中

圖1示出了根據本發明電路的第一種實施方案；圖2示出了點火模式下諧振激勵過程中的燈電壓；圖3示出了高壓燈在上升階段的燈電流；圖4示出了正常工作模式下正半波中的燈電流；圖5示出了根據本發明電路的第二種實施方案；圖6示出了所述電子電路的第三種實施方案；及圖7示出了由現有技術已知的操作高壓燈的電路。
所述電路的優選實施方案的硬件結構將在下面參考圖1詳細說明，隨后參考圖2至4說明它在各種工作模式下的工作。
圖1示出了根據本發明在各種工作模式下，尤其是點火模式、上升模式和正常工作模式，操作高壓燈120的電子電路100的一種優選實施方案。
電路100包括DC-AC變換器，該變換器包括在所述工作模式下向高壓燈120提供合適交流電流的第一半橋110-1和第二半橋110-2。第一半橋110-1包括兩個串聯的開關元件，優選地是功率晶體管T1、T2，DC電壓VDC施加到這個串聯結構。該DC電壓是由工作電位(+)和參考電位(-)之間的電位差給出的。第二半橋110-2構造成與第一半橋110-1對稱。第二半橋110-2包括兩個串聯的開關元件，優選地是功率晶體管T3和T4，第二半橋110-2與第一半橋110-1并聯到所述DC電壓VDC。
除了兩個半橋110-1、110-2，根據本發明的電路100還包括將第一半橋110-1的輸出112-1連接到第二半橋110-2的輸出112-2的串聯結構。該串聯結構包括第一線圈L1，然后是通過第一供電線121連接的高壓燈120，然后又是第二供電線122和第二線圈L2。未連接到高壓燈120的第一線圈L1的連接端子連接到第一半橋110-1的輸出112-1，而未連接到高壓燈120的第二線圈L2的連接端子連接到第二半橋110-2的輸出112-2。
第一電容器C1連接在從第一線圈L1和高壓燈120的連接點到工作電位(+)(圖1中未示出)或參考電位(-)的路徑上。此外，第二電容器C2連接在從高壓燈120和第二線圈L2的連接點到工作電位(+)(圖1中未示出)或參考電位(-)的路徑上或者與高壓燈120并聯(圖5所示)。
圖1所示根據本發明的電子電路的實施方案還包括幾個實現燈電流電平控制的元件。為此，在第一線圈L1和第一電容器C1的連接端子之間提供傳感器設備130，用于產生表示通過第一線圈L1的電流電平的電流傳感信號。這個電流傳感信號提供給比較設備140，該比較設備將由該電流傳感信號表示的通過第一線圈L1的電流電平和給定的參考電流值IR進行比較，從而依賴比較結果產生一個實現對第一半橋110-1開關元件T1、T2的適當控制的控制信號。更具體而言，所述控制信號布置成可以改變第一半橋110-1的單個開關元件T1和/或T2的占空比，從而通過第一線圈L1的平均電流值被調節到期望的燈電流值。占空比定義了開關元件，如電流，接通時間與周期持續時間的比率。同時，由于根據本發明的電路結構，對通過第一線圈L1的電流控制還能控制通過高壓燈120的燈電流的瞬時值。
除了上述的比較設備140，還可以提供延遲設備150，用于當檢測到電平與參考電流值IR相比變得太高或太低時將控制信號延遲給定的延遲時間。這個延遲時間對控制產生阻尼影響。該延遲時間優選地選為在包括第二線圈L2和第一電容器C1的濾波電路中至少期望的臨界阻尼可以自己進行調節，從而任何檢測到的控制偏差都可以補償而不會過頭。同時，調節該延遲時間，使得通過第一線圈L1的電流在一個開關周期中至少改變符號兩次。
上述及圖1所示電路的工作將在下面對各種工作模式進行說明。
1、點火模式在未點燃狀態，高壓燈120被看作斷開，即它使濾波電路連接到的第一半橋110-1與第二諧振電路連接到的第二半橋110-2斷開，其中濾波電路包括第一線圈1和第一電容器C1，而第二諧振電路包括第二線圈L2和第二電容器C2。這種去耦使得有可能以其自然諧振頻率fR2激勵第二諧振電路，從而為高壓燈120產生足夠高的可用點火電壓。為此，第二諧振電路中必需的諧振激勵發生，使得第二半橋110-2的開關元件T3和T4以所述諧振頻率fR2或其奇數分之一交替接通和斷開。適當地選擇第二諧振電路的諧振電阻，從而在高壓燈120必需的點火電壓，如5kV，第二線圈L2中的電流不會高于正常工作模式下的最大燈電流，正常工作模式在下面進行描述。這種結構將導致上面提到的高諧振頻率。
如果期望的點火電壓僅僅通過利用諧振頻率fR2的奇數分之一，如1/5或1/3，激勵第二諧振電路產生，則第二諧振電路的最低品質必須相應地比較高。圖2示出了第二線圈L2中的電流和電壓梯度及在點火電壓利用三次諧波諧振激勵的情況下高壓燈120的結果點火電壓。
典型地，第一電容器C1構造成比第二電容器C2大得多；例如，C1＝150nF而C2＝82pF。在這種結構中，例如，第二線圈L2構造成為第二諧振電路獲得例如1MHz的總諧振頻率。
根據本發明，第二諧振電路構造成在點火模式下相當短的諧振周期或不超過幾秒，如1或2秒，的點火周期中它必須工作在其自然諧振頻率fR2，以便實現高壓燈120的點火。根據本發明，這個相當短的點火時間好處在于只在這個很短的時間周期內第二半橋110-2中的開關元件T3和T4也以所述諧振頻率或其奇數分之一開關。開關元件T3和T4的高頻開關操作引起其中的高損耗，但由于點火操作的短持續時間，因此這是可以接受的。
在點火過程中，第一開關半橋110-1的開關元件T1優選地是完全接通的，而第二開關元件T2是斷開的，從而第一電容器C1和高壓燈120之間的連接點永久性地連接到高電位。只要高壓燈120還未點燃，就沒有燈電流可以流動，燈也就不會受第一半橋110-1的控制。
當高壓燈最終點燃以后，它將首先處于所謂的輝光放電狀態。在輝光放電狀態，高壓燈需要大約300V的工作電壓，這個電壓比點火電壓小得多，但與正常工作所需的75V工作電壓相比仍然是相當高的，正常工作將在下面進一步描述。在輝光放電狀態，通過高壓燈120的壓降充當反電壓，而且有必要驅動足夠強的電流通過高壓燈120來抵抗該反電壓，以便實現電極的足夠加熱，從而使高壓燈120進入隨后的發光弧模式。輝光放電工作使第二諧振電路C2、L2衰減到通過第二線圈L2的電壓可以自己調節到剛剛足以驅動所需電流通過高壓燈120的程度。通過第二線圈L2的壓降還使其電流降低相同的相對程度。如果這個通過第二線圈L2的電流變得太弱，以至于不能向高壓燈120提供足夠強的電流，則這種下降可以通過第二諧振電路工作頻率的下降來抵消。可選地，對于第二諧振電路工作頻率的下降，由于在這里有可能為高壓燈120產生至多大約400V的工作DC電壓VDC，因此可以切換到如下面進一步描述的正常工作。但是，應當指出，電路的工作電壓VDC與正常工作時高壓燈120的平均工作電壓不是完全一樣的，如上面所提到的，該平均工作電壓保持大約為75V。
如果高壓燈120的點火電壓不是由工作在其自然諧振頻率fR2的第二諧振電路C2、L2，而是由工作在其自然諧振頻率奇數分之一的第二諧振電路C2、L2產生的，則與以fR2的純諧振操作相比，其好處在于低開關頻率減少了第二半橋110-2中開關元件T3和T4的開關損耗，同時，與諧振操作相比，通過高壓燈120的輝光放電電流增加了所述分數的因子；即與以實際諧振頻率的工作相比，在僅由1/3諧振頻率激勵的情況下，輝光放電電流增加了3倍。
2、起動(run-up)模式在輝光放電后，高壓燈120進入發光弧模式，其中它最初具有大約15V的非常低的燃燒電壓。電流在輝光放電和發光弧模式中都已經流過了高壓燈120，從而上面參考圖1所述的電流控制原理上已經可以工作。但是，在發光弧模式中確定的非常低的工作電壓導致第一半橋110-1中開關元件T1和T2的開關頻率的下降。這可能進入燈工作開始的點，即在發光弧模式中，開關頻率有可能降到低于包括第一線圈L1和第一電容器C1的第一諧振電路的諧振頻率。其結果是穩定的電流控制再也不可能了。但是發現如果開關元件T1、T2的最小接通周期被限制在下行方向，則有效的電流控制操作還是有可能的。這引起開關元件T1和T2的不規則開關模式，如圖3所示，在燈電流中具有強噪聲成分，但平均燈電流仍然保持可持續控制。由于在每個上升邊緣都是第一開關元件T1接通而第二開關元件T2斷開，但是在相反的情況下，即在下降邊緣，第一開關元件T1斷開而第二開關元件T2接通，因此該不規則開關模式在通過第一線圈L1的電流的上升和下降邊緣的不規則時間周期內出現。
3、正常工作模式在上升階段后，高壓燈120進入正常工作模式。在這種正常工作模式中，高壓燈由低頻交流電流供電，該電流的基頻是由第二半橋110-2的開關元件T3和T4的開關頻率給出的。
圖4示出了通過高壓燈120的脈動交流電流的正半波的實例。在正半波中，開關元件T4接通而開關元件T3斷開。盡管第二半橋110-2的開關元件T3和T4是根據期望的燈電流基頻交替接通和斷開的，但第一半橋110-1的開關元件T1和T2是由上面參考圖1所述的電流控制控制的，從而在第一線圈L1中平均DC電流電平自己進行調節，該電平對應于通過高壓燈120的期望電流。
根據圖4，很顯然，開關元件T1和T2的開關頻率顯著高于開關元件T3和T4的開關頻率。更精確地說，開關元件T4在圖4所覆蓋的時間周期內保持接通，開關元件T3在這整個周期都保持斷開，而開關元件T1在通過第一線圈L1的電流的每個上升邊緣都接通，在下降邊緣斷開。相反，開關元件T2在通過第一線圈L1的電流的上升邊緣斷開，在下降邊緣接通。
高開關頻率，尤其是第一半橋110-1中開關元件的高開關頻率，可能會引起其中的高損耗。這些損耗基本上可以通過開關元件T1和T2所謂的無壓切換來減少。通過每個開關元件T1和T2都給出各自的并聯電容器C4和C3，還通過使通過第一線圈L1的高頻交流電流在每個開關周期中的下行和上行方向都通過0線，因此無壓切換可以實現。為了實現后者，第一半橋110-1的第一開關元件T1首先接通，而第二開關元件T2斷開。這種開關配置使得通過第一線圈L1的電流上升到一個高的正值。一旦這個電流達到期望的閾值，在由延遲電路150實現的給定延遲時間后開關元件T1和T2的開關狀態就會改變，從而開關元件T1斷開。然后，如在第一種開關配置中首先從半橋110-1流出的電流開始對電容器C3和C4重新充電。更精確地說，重新充電發生，使得通過電容器C3的電壓，從而第一半橋110-1的輸出112-1，下降，而通過電容器C4的電壓上升。當輸出112-1的電壓達到值“0”時，如果開關元件T2是MOSFET晶體管，則出現在開關元件T2中的二極管變得導通，第一線圈L1中的電流開始下降。現在第二開關元件T2可以無損接通。
正常工作模式下高壓燈120的典型工作電壓，即大約75V，現在出現在電容器C1上。這個電壓使第一線圈L1中的電流進一步下降，直到其最終降到低于0線，如圖4所示。現在第一半橋110-1的第二開關元件T2可以無損斷開。從這個時刻起通過高壓燈120和通過第一線圈L1的電流又一次流入第一半橋110-1，并且又一次開始對電容器C3和C4充電，從而第一半橋的輸出112-1的電壓又一次上升。當它最終又一次到達電源電壓電平時，如果開關元件T1是MOSFET晶體管，則第一開關元件T1中的二極管變得導通。上述關于通過第一線圈L1的電流上升的周期又一次從頭開始。以這種方式，開關元件T1和T2的無損接通和斷開可以持續保持。
在電流方向反轉后，即在負半波中，第二半橋110-2的開關元件T4斷開，而開關元件T3接通。現在第一半橋110-1是由電流控制控制的，從而平均電流流入第一半橋。
與參考電位(-)相比，電容器C1除去通過第一線圈L1的電流的高頻成分。同時，第二線圈L2代表燈電流中任何剩余高頻成分部分的屏蔽。
如上面所指出的，第二電容器C2和第二線圈L2構成第二諧振電路，其諧振頻率一般是第一半橋開關頻率的倍數。因此，在正常工作模式下，第二諧振電路通常工作在遠遠低于其諧振頻率的頻率，這就是為什么電容器C2中任何剩余的高頻電流都非常小的原因。例如，如果第一電容器C1選為150nF，而第二電容器是82pF，則第二電容器C2中剩余的交流電流加起來也不會超過通過第一電容器C1的交流電流的大約0.1％。
圖5示出了根據本發明電路的另一種實施方案。其工作與圖1所示實施方案相同。與圖1所示實施方案的主要不同在于第二電容器C2沒有連接到參考電位(-)，而是與高壓燈120并聯。由于對高頻電流而言第一電容器C1代表到參考電位(-)的短路，因此這種電路結構與圖1所示電路配置至少在點火模式下或廣義地講在高頻電流流經電容器C2的情況下具有相同的效果。然后，如圖1所示，第二電容器C2將連接在一邊是高壓燈120和第二線圈L2的連接點與另一邊是參考電位(-)之間。
此外，還發現開關元件T1和T2的無損開關可以只利用一個電容器實現，具體而言是第三電容器C3，尤其是在高頻電流下。因而第四電容器C4是不必要的。
圖6示出了根據本發明電路的第三種實施方案。它與圖1所示第一種實施方案的區別在于還提供了與第二半橋110-2的開關元件并聯的電容器。特別地，第五電容器C5與第三開關元件T3并聯，第六電容器C6與第四開關元件T4并聯。類似于電容器C3和C4的功能，這些電容器使得有可能實現開關元件T3和T4開關損耗的減少。由于開關元件的損耗特別高，從而由于特別高的開關頻率，因此它們在點火模式下尤其有利。此外，電容器C5和C6還提供了半橋110-2輸出電壓的邊緣陡度的下降。這又對抑制HF干擾有利。
圖5和6實施方案中的電流控制以與上面參考圖1所述相同的方式工作。
權利要求
1.一種在點火模式和正常工作模式下操作高壓燈(120)的電子電路(100)，包括包括第一和第二半橋(110-1、110-2)的DC-AC變換器，這兩個半橋并聯在工作電位(+)和參考電位(-)之間，用于在兩種所述模式下向高壓燈(120)提供合適的交流電流；及串聯結構，包括第一線圈(L1)，然后是高壓燈(120)，然后又是第二線圈(L2)，其中未連接到高壓燈(120)的第一線圈(L1)的連接端子連接到第一半橋(110-1)的輸出(112-1)，而未連接到高壓燈(120)的第二線圈(L2)的連接端子連接到第二半橋(110-2)的輸出(112-2)，所述輸出每個都是由半橋的中心分接頭構成；特征在于連接在從第一線圈(L1)和高壓燈(120)的連接點到參考電位(-)或工作電位(+)的路徑上的第一電容器(C1)；及連接在從高壓燈(120)和第二線圈(L2)的連接點到參考電位(-)或工作電位(+)的路徑上或者與高壓燈(120)并聯的第二電容器(C2)。
2.如權利要求1所述的電路，特征在于第三電容器(C3)連接在所述第一半橋(110-1)的輸出(112-1)和工作電位(+)或參考電位(-)之間。
3.如權利要求1所述的電路，特征在于第三電容器(C3)連接在所述第一半橋(110-1)的輸出(112-1)和參考電位(-)之間，還在于第四電容器(C4)連接在所述工作電位(+)和第一半橋(110-1)的輸出(112-1)之間。
4.如權利要求1所述的電路，特征在于第五電容器(C5)連接在所述第二半橋的輸出(112-2)和工作電位(+)之間，和/或在于第六電容器(C6)連接在所述參考電位(-)和第二半橋(110-2)的輸出(112-2)之間。
5.如權利要求1所述的電路，特征在于產生表示通過所述第一線圈(L1)的電流值的電流傳感信號的傳感器設備(130)；及比較設備(140)，用于將由電流傳感信號表示的值和給定的參考電流值IR進行比較，還用于通過所述第一半橋(110-1)的開關元件(T1、T2)占空比的適當變化，產生至少一個將通過所述第一線圈(L1)及通過所述高壓燈(120)的電流電平控制到給定參考電流值IR的控制信號。
6.如權利要求5所述的電路，特征在于所述傳感器設備(130)構造成磁阻傳感器。
7.如權利要求5所述的電路，特征在于延遲設備(150)，用于當檢測到所述電平在上行或下行方向超過參考值IR時將控制所述第一半橋(110-1)的開關元件(T1、T2)的控制信號延遲給定的延遲時間，該延遲時間定義成使得在包括所述第二線圈(L2)和第一電容器(C1)的濾波器中至少期望的臨界阻尼可以自己建立，并通過第一線圈(L1)的電流在第一半橋的開關元件(T1、T2)的一個開關周期中至少改變符號兩次。
8.利用如權利要求1所述的電路操作高壓燈(120)的方法，特征在于所述第一線圈(L1)和第一電容器(C1)一起構成用于從流經高壓燈(120)的電流中至少基本上過濾掉AC成分的濾波器，該濾波器由第一半橋(110-1)提供的電壓供電，該電壓的頻率保持高于濾波器(L1、C1)的諧振頻率fR1；還在于所述第二線圈(L2)和第二電容器(C2)一起構成在點火模式中由第二半橋(110-2)提供的電壓供電的諧振電路，該電壓的頻率對應于諧振電路(L2、C2)的諧振頻率fR2或其奇數分之一，從而產生點燃高壓燈(120)必需的點火電壓。
9.如權利要求8所述的方法，特征在于所述點火模式保持至少一秒，還在于之后立即切換到正常工作模式。
10.如權利要求9所述的方法，特征在于所述高壓燈(120)點燃后，第二半橋(110-2)的開關頻率下降，從而通過高壓燈(120)的電流的頻率也下降。
11.如權利要求8所述的方法，特征在于所述第一半橋(110-1)和/或第二半橋(110-2)的開關元件(T1、T2、T3、T4)利用無壓切換的原理工作。
全文摘要
本發明涉及在各種工作模式下操作高壓燈的電子電路和方法。電路包括DC－AC變換器，該變換器包括兩個半橋(110－1)和(110－2)。包括第一線圈(L1)、高壓燈(120)和第二線圈(L2)的串聯電路連接在這兩個半橋的輸出(112－1)和(112－2)之間。本發明的目的在于開發這樣一種已知的電路，它同樣適合于高壓燈的點火模式和正常工作模式，而不需要單個元件超大尺寸。根據本發明，通過第一電容器(C1)連接在從第一線圈(L1)和高壓燈(120)的連接點到參考電位(－)或工作電位(+)的路徑上，還通過第二電容器(C2)連接在從高壓燈(120)和第二線圈(L2)的連接點到參考電位(－)或工作電位(+)的路徑上或者與高壓燈(120)并聯，這個目的可以實現。
文檔編號H05B41/288GK1611097SQ02826618
公開日2005年4月27日 申請日期2002年12月18日 優先權日2002年1月2日
發明者P·雷肯斯 申請人:皇家飛利浦電子股份有限公司