專利名稱:用戶線接口電路的制作方法
本發明涉及一種用于具有數字開關系統的電話終端站的用戶線接口電路。它特別涉及在單片IC(集成電路)上制造一個電池饋電電路，一個混合電路和一個監測電路，以縮小這些電路的尺寸并減少它們的生產成本。
如圖1所示，用于電話站的用戶線接口電路一般由七個基本電路組成。即，一個用于為用戶線提供直流電源的電池饋電電路，一個用于將電話信號由二線信號轉換為四線信號或由四線信號轉換為二線信號的混合電路，過壓保護電路，用于處理振鈴信號的振鈴開關電路，用于電話代碼的CODEC(編碼與譯碼電路)，用于監測電路運行的監測電路，以及測試通道繼電器電路。因此，減小它們的尺寸，功率消耗和價格是非常重要的。
首先，CODEC已經能在單片IC上制造，并且現在已被廣泛使用，因為向它施加的電壓較低(5V左右)，它容易在IC上實現。把其它電路制作在一片IC上的償試正在付諸實踐。這些努力在于設計出用于電池饋電電路，二至四線轉換器和監測電路的IC。其原因是這些電路涉及的是40-60V的中等電壓，而剩下的電路涉及由繼電器處理的幾百伏電壓或高電流。
用戶線接口電路可以被認為等效于如圖2(a)所示的電路。一個具有阻抗Z0的用戶設備與端線A和B相連，該阻抗Z0包括(例如)用戶線的阻抗和電話設備的阻抗。用戶線接口電路(在此以后簡寫為SLIC)提供的是交流端阻抗Z，該阻抗連在用戶線的末端上，電池饋電電路將一個直流電壓加到某一根用戶線上，例如A上，而另一用戶線B通過一饋送電阻接地。來自用戶的電話信號經過一個將二線信號轉換為四線信號的混合電路從A端和B端取出。因此，電池饋電電路的內阻抗對于在A線與B線之間以有相位差的差模形式出現的電話信號必須盡可能高。但是為了防止在用戶線上產生的噪聲，對于噪聲的內阻抗應該盡量小。噪聲一般以在A線和B線上具有相同相位的共模形式在用戶線上產生。所以，電池饋電電路的內阻抗對于共模信號最好是盡可能低，但對差模信號應盡可能高。
為了實現這樣的內阻抗，曾提出過各種電路。但是它們對于縱向噪聲電壓可以化簡為如圖2(b)所示的等效電路。該等效電路是一個橋式電路具有分別對應于A線與B線的兩個電阻R，和分別對應于A線與B線的電池電源內阻抗RA和RB。噪聲電壓Vn對兩條線以相同的相位加到兩個電阻R的連接點上。因此，在消除A線與B線之間的噪聲電壓的SLIC的設計中出現了兩個主要趨勢。其中之一是使橋式電路平衡，即，使RA/R＝RB/R。另一個是使RA和RB與R相比盡可能小。前者稱為平衡型SLIC，而后者稱為非平衡型SLIC。
1981年8月的IEEE雜志固態電路部分中，W.David Pace的“單片電話用戶環路接口電路”一文中公開了用于非平衡型SLIC的單片IC的原理。
下面的日本公開專利Tokkai 55-150658;56-141655;57-25766;57-38053;58-104559公開了平衡型電池饋電電路，Tokkai 58-210775;59-161172公開了非平衡型電池饋電電路，以及Tokkai57-42263公開了用于二至四線轉換器的一個IC電路。
在單片IC上實現非平衡型電池饋電電路有非常大的進展。重要的是使電阻RA和RB的等效值盡可能地小。使用鏡象電路和反饋電路，使RA與RB的等效值已經減到小于1Ω，并且當該電路調整后，獲得了45dB的縱向平衡。但是縱向平衡的值是越大越好。
為了獲得更大的縱向平衡，必須使圖2(b)中等效電路的橋式電路平衡。這是平衡型的電路。但在先有技術的電路中，必須使用象電容器、功率管等分立原件，這類元件難于在單片IC上制造。另外，平衡容易受用戶線阻抗、電源電壓、信號電平等變化的干擾，并且當平衡受到干擾時，電路將受到噪聲的影響，所以必須對平衡進行精密調整。
本發明的總的目的是用單片IC制造SLIC的主要部分以減小其尺寸，功耗和價格。
本發明的另一個目的是提供電池饋電電路，二至四線轉換混合電路和監測電路相結合的一個電路，該電路的絕大部份可以制造在一個單片IC上。
本發明進一步的目的是提供一種易于調整并且其絕大部分可以在一個單片IC上實現的平衡型SLIC。
本發明包括了一個電池饋電電路，一個過流限制電路，一個用于將二線轉換到四線或相反轉換的混合電路，和一個監測電路。它們的絕大部分都可以制作在單片IC上。
本發明的電池饋電電路將參考圖3的框圖描述。它采用了三對鏡象電路A0、B0、A1、B1、A2和B2。它們以級聯方式連接到用戶線上(線A和B)，并且對A線和B線是對稱安排的。電流饋送鏡象電路對A0和B0的輸出端分別連接到線A和線B，把它們的輸出電流作為直流供電饋送到每一條線上。電流饋送鏡象電路對A0、B0的輸入端(鏡象電路的輸入端由一個小圓圈判別)以串聯方式分別連接到第二鏡象電路對B2和A2的輸出端。第一鏡象電路對A1和B1的輸入端分別通過電阻Rb0和Rb1連接到B線和A線，它們的輸出端以串聯方式分別通過電阻Rc1和Rc0連接到第二鏡象電路B2和A2的輸入端。在電阻Rc0和Rc1之間接有一個電容器CAB。
當一個電壓出現在端線A和B上時，與相應的端電壓VA和VB對應的電流流入第一鏡象電路A1與B1的輸入端，根據鏡象電路的基本特性，具有相同方向、同樣大小的電流流過第一鏡象電路A1、B1的輸出端。
如果一個具有相同相位的電壓加到端線A和B上，第一鏡象電路(A1、B1)的輸出電流將彼此相等。因此，電容CAB的兩邊都充起同樣的電壓，這將等效于沒有電容。所以相同的電流流過第二鏡象電路(A2、B2)，但這些電流的方向與第一鏡象電路(A1、B1)的電流相反，因為它們的輸入端以串聯方式連接到第一鏡象電路上。即，如果電流流入B1，則相同的電流流出A2，反之也是一樣。這些電流分別送到電流饋送鏡象電路A0和B0的輸入端。由于電流饋送鏡象電路的輸入端以串聯方式連接到第二鏡象電路上，則電流饋送鏡象電路的輸出電流相同，但是方向與第二鏡象電路的電流相反。因此，電流饋送鏡象電路的輸出電流與流入端線A和B的輸入電流具有相同的幅值和相同的方向。這意味著該電路的縱向輸入阻抗變成為與饋送阻抗相等的低值。饋送阻抗由Rb0、Rb1和鏡象比所決定，鏡象比是鏡象電路輸入和輸出電流之比。
如果在端線A和B之間有一個電壓差，即具有差模的輸入信號，則在第一鏡象電路A1和B1的輸出端之間出現電流差。但是這一差模分量被電容CAB分流，此外，電容CAB與電阻Rc0和Rc1一起構成一個對差模信號的濾波電路。所以，差模分量不會輸入到第二個鏡象電路A2和B2。因此，不出現對應于差模輸入電壓的電流。這意味著電路對差模輸入信號提供了一個非常高的阻抗。所以，輸入的差模電話信號無損耗地送到二至四線轉換器。但是對于共模噪聲信號，電路變為低阻抗，而且電路對于線A和B是平衡的，所以噪聲的輸出電壓相互抵消，因而在二至四線轉換混合電路處沒有噪聲信號出現。
在第二鏡象電路A2的一個公共端上加上來自一個穩壓源VZ的恒定電壓。這使電路避免了由電池電源VBB引入的噪聲。
根據本發明的電池饋電電路中還提供了一個防止由于錯誤接地或與用戶線的VBB故障接觸等引起電池饋電電路過流的限流電路。限流的原理按以下方式實現如果檢測到過流，電流饋送鏡象電路A0或B0的輸入電阻的阻值就切換到一較低阻值，鏡象電路的鏡象比減少，從而限制了由電流饋送鏡象電路A0或B0送到A線或B線上的電流。
二至四線轉換混合電路的原理將對應于圖4的框圖給予解釋。由輸入端4WR接收的一個四線輸入信號由一個電壓-電流轉換器(VI)6轉換為一個電流信號，并送到第二鏡象電路對A3和B3之一。鏡象電路A3的第一輸出送到圖3中構成電流饋送電路的電流饋送鏡象電路B0，其第二輸出電流由另一個第三鏡象電路B3將方向反轉，并送到另一個電流饋送鏡象電路A0。因此，從電流饋送鏡象電路對A0和B0輸出的是彼此相位相反的一個雙線信號，分別送到線A和線B。
由輸入端A和B接收的二線信號被送到運算放大器OP3，檢測其差模分量。運算放大器OP3的輸出中包括輸入到4WR端的四線輸入信號分量，因為它是來自電流饋送鏡象電路A0和B0的輸出，并且和輸入到端線A和B的二線信號一起轉向OP3。這個轉向信號與端4WR上的輸入信號反相。所以，OP3的輸出與從4WR端分出的一個信號在一個適當的網絡中混合以消除該轉向的四線信號，并且從四線輸出端4WS取出的只有二線信號。
參照圖5的框圖解釋用于識別用戶的掛機或摘機狀態并探測用戶線與地或電源的故障接觸的監測電路。構成圖1所示電流饋送電路的電流饋送鏡象電路A0和B0分別包括功率三極管Q0、Q1和串聯電阻Re0和Re1。流過線A與B的電流IA與IB分別為跨在電阻Re0和Re1上的電壓降被探測。這些電壓由第一和第二比較器CMP1和CMP2分別與閾值電壓Vth1和Vth2相比較。同時，將被測電壓送到一個加法電路ADD上，而這一相加電壓也由比較器CMP3與第三閾值電壓Vth3相比較。這些比較器的輸出分別送到圖5中所示的與門G1和G2。
在正常的摘機狀態下，電流IA和IB差不多平衡，且它們的被測電壓大于Vth1和Vth2。被測電壓之和也大于Vth3。因此，門電路G1和G2都分別輸出監測信號SCNA和SCNB。由噪聲引起的電流IA和IB的變化被加法電路ADD抵消，因為噪聲是以共模方式感應到線A和B中。這樣，加法器的輸出幾乎保持恒定而與噪聲無關。因此，只要噪聲電流沒有太大使電流IA或IB降到小于閾值Vth1或Vth2，那么SCNA和SCNB信號的產生就是穩定的。
如果線A或B由于故障而接地，IA變大而IB變得很小，但加法電路的輸出仍然超過閾值電壓Vth3。因此，不產生SCNB信號，但產生SCNA信號，使得狀態可被辯別。相反地，如果線A或B與電源VBB接觸，SCNB信號產生而SCNA信號不產生。在掛機狀態下，電流IA和IB非常小，所以，檢驗信號SCNA或SCNB都不產生。因此，狀態總是可以辯別的。
當系統中采用分離接地的方法時本發明還表現出另一個重要性質。一般來說，SLIC在運行中使用多種電壓源。例如，電池供電電路是由地G與-48V之間的電壓源來工作，邏輯電路是用5V的Va，-5V的VEE和地E來工作。因此必須在(例如)具有不同地G和E的系統之間傳送信號。換言之，在電路相互連接的情況下，必須將地G與E分離。通常使用變壓器完成這種接地分離，但在IC電路中應當避免使用變壓器。
本發明打算從系統E(其具有地E)向系統G(其具有地G)發送一個電流，(例如)該電流具有與從系統G到系統E的電流相同的幅度，但是相反的方向。這樣做，雖然信號電流在系統G和E間流動，但它總是被從系統E送向G的電流抵消，反之亦然，因此，兩系統之間的全部電流總是零，這就等效于系統G與E互相分離。圖6顯示了創造性的接地分離方法的原理。
一個來自系統G的輸入信號被加到輸入端IN，并被送到鏡象電路M1。M1的一個輸出被送到另一個鏡象電路M2。M1的另一個輸出通過檢測器DET連接到Va，而M2的輸出連接到系統E的VEE電壓源。由于從系統E流向G的電流與從系統G流向E的電流相等但方向相反，因此系統G和E等效于相互分離，但是與輸入端IN的輸入信號相同的電流流過系統E的檢測器DET，因此，來自系統G的輸入端IN的信號被檢測到，并從系統E的輸出端OUT取出。與此類似，來自系統E的信號輸入到系統E的輸入端IN′，并從系統G的輸出端OUT′取出。
利用上述的特性和基本電路，可構成本發明的SLIC。本發明的這些和其它目的及優點通過結合附圖的詳細描述將變得明顯。
圖1是顯示其主要功能的用戶線接口電路(SLIC)的框圖。
圖2(a)是顯示SLIC與用戶設備之間阻抗關系的框圖。
圖2(b)是SLIC對于在用戶線上感應噪聲電壓的等效電路。
圖3是顯示按照本發明的電池饋電電路運行原理的框圖。
圖4是顯示按照本發明將2線信號轉換為4線信號或做相反轉換的混合電路運行原理的框圖。
圖5是本發明監測電路的框圖。
圖6是顯示應用在本發明中的地分離方法原理的框圖。
圖7是顯示由按照本發明的基本電路組成的SLIC的一個全圖的框圖。
圖8是實施本發明的電池饋電電路的框圖。
圖9顯示了適用于本發明的各種類型鏡象電路的電路圖。其中(a)是鏡象電路的電路符號;
(b)是鏡象電路的基本電路;
(c)是鏡象電路的另一個例子，以及(d)是具有兩個輸出的鏡象電路。
圖10是可應用于電池饋電電路的電壓源以減少電壓源中感應，噪聲的電壓穩定電路的一個例子。
圖11是可應用于本發明中電池饋電電路的限流電路的一個例子。
圖12是圖11中限流電路的電壓-電流特性。
圖13是應用于本發明的電池饋電電路的絕對值檢測器的電路圖。
圖14是本發明中用于過流保護電路的比較器和驅動電路的電路圖。
圖15是顯示本發明中二至四線轉換器和電池饋電電路之間關系的框圖。
圖16是適用于圖15中二至四線轉換器以校正其頻率特性的另一個電路實施方案的電路圖。
圖17是適用于圖15中二至四線轉換器的電壓-電流轉換器的另一個實施方案的電路圖。
圖18是圖5中所示的監測電路的電路框圖。
圖19是顯示根據本發明的地分離的工作的框圖。
圖20是顯示用于用戶線接口線路的電壓供電系統的框圖。
圖21是顯示根據本發明的用戶線接口電路的不同電壓源之間環境的示意圖。
圖22是根據本發明的SLIC的全部電路圖。
現在參照附圖對用戶線接口電路(SLIC)進行詳細描述。圖7是顯示由按照本發明的上述基本電路所構成的SLIC完整結構的框圖。該電路對應圖1框圖中被點狀線圍住的部分。在圖7中很明顯，被鏈狀線300包圍的部分對應于圖3的電池饋電電路，被鏈狀線400包圍的部分對應于圖4的二至四線轉換電路，被鏈狀線500包圍的部分對應于圖5的監測電路，被鏈狀線600包圍的部分對應于圖6的接地分離電路。
首先，將描述完成SLIC基本功能的電路部分的實施方案，然后將給出完整的電路圖。在所有的圖中，類似或相同的參考號或字符指示這些圖中類似或對應的部分。
圖8是實施本發明的電池饋電電路的框圖。該圖對應于描述電池饋電電路原理的圖3。該電路包括三個鏡象電路對，A0、B0、A1、B1、A2和B2。在它們中間，由鏈狀線80包圍的電流饋送鏡象電路A0和B0分別向用戶線A和B饋送大約20-100mA的直流電源。其它鏡象電路是處理小于1mA電流的常規小電流器件。很清楚這些鏡象電路與電阻Rb0、Rb1、Rc0、Rc1和電容CAB之間的相互連接與圖3類似，因此為了簡單起見就省略了對電路連接的進一步描述。
線路的構成對于線A與B是類似的，因此將主要對于線B進行詳細描述。電流饋送鏡象電路B0是由運算放大器OP1，三極管Q1和電阻Ra1與Re1構成。運算放大器OP1的同相輸入端(用符號+指示)成為鏡象電路B0的輸入端，三極管Q1的集電極成為電流饋送鏡象電路B0的輸出端。反相輸入端(用符號-指示)連接到Q1的發射極。作為輸出電流與輸入電流之比的鏡象電路的電流比決定于Ra1/Re1。由于從鏡象電路A2加給B0的輸入電流很小，所以B0的電流比選得較大。但第一和第二鏡象電路A1、B1、A2和B2的電流比常常設定為1。
電阻值也受到其它條件的限制。線A和B的電池饋電電路的饋送阻抗ZA和ZB分別給出如下ZA＝Rb0·Re0/Ra0(1)和ZB＝Rb1·Re1/Ra1(2)為了減小噪聲，這些阻抗越低越好，但是相反，為了無損耗地將二線輸入信號傳送給二至四線轉換器，電阻Rb0和Rb1的阻值是越高越好。因此在一個實施方案中，這些電阻被選為，Re1是50Ω，Ra1是6KΩ，Rb1是50KΩ。因此，電流比是120。通常在單片IC上難于制造更高值的電阻，并且，重要的是使這些電阻對A和B線平衡，從這種觀點出發便確定了上面的電阻值。
功率三極管Q0和Q1是達林頓三極管，電容CAB是(例如)0.1-0.2μF。必須選擇電容與電阻值使其滿足Rc1＝Rc0＞＞1/jωC
B，其中ω是輸入信號的頻率。其原因在后面將會清楚。在一個實施方案中Rc0和Rc1曾被選為幾+KΩ。這些三極管Q0、Q1與電阻Re0、Re1及電容CAB因為尺寸與功耗大，一起作為外部電路元件連接到該電路上，用電阻Re0和Re1來調整電路的平衡。圖8中的其它電路元件全都制造在一單片IC芯片上。
其它鏡象電路A1、B1、A2和B2可以是常規的電路，圖9中示出了一些例子。在該圖中，(a)是鏡象電路的電路符號，其輸入端由小圓圈識別。C是公共端。如果IN(輸入端)與公共端C之間流過電流，則在OUT(輸入端)與端C之間流過具有預先給定的電流比并與該輸入電流同方向的電流。圖9中，Qa-Qe是三極管，R1-R3是電阻。圖9(b)的電路是鏡象電路的基本結構，圖9(c)的電路能在更寬范圍的輸入電流下穩定其工作。圖9(d)的電路有兩個輸出。電流比分別由R1/R2和R1/R3的比值決定。但是由于鏡象電路的電路結構與本發明沒有明顯的關系，因此進一步的描述就省略了。
在圖8中，如果在端A和B之間出現具有相位差的差模信號，對應于各自對地電壓的電流將會流過第一鏡象電路對A1與B1的輸入端。這些電流出現在電容CAB的兩邊，并通過CAB被分流，因為如上所述，Rc0和Rc1的電阻與CAB的容抗相比要大。此外，通過Rc0與Rc1和CAB結合的濾波作用，這些差模信號電流不會流入第二鏡象電路對A2與B2。因此，沒有差模信號反饋到電流饋送鏡象電路A0和B0，所以在A0和B0的輸出端沒有對應于差模信號的電流變化出現。這就等效于電池饋電電路對差模信號具有高阻抗，例如對一個電話信號。所以，輸入信號無損耗地由端A和B送到二至四線轉換器電路。
與此相反，如果在端A和B上出現縱向噪聲信號，將會在電容CAB的兩邊都出現相應的電流。但由于這些電流的相位彼此相同，CAB兩邊的電壓總是相等。這等效于對縱向信號沒有電容。所以，這些電流在鏡象電路A2和B2中流動，并反饋到A0和B0。由于A0和B0的電流比大，所以在電路中出現與輸入的縱向信號同相位的大電流。這意味著電池饋電電路的有效縱向輸入阻抗變為等于電池饋送電阻的低阻值。事實上，對于線A和B縱向輸入阻抗變為分別如等式(1)和(2)所示。
如上所述，圖8的電路滿足了電池饋電電路的基本需要。如前面提到的，對于線A和B而言電路的組成非常類似，對A、B線的阻抗的平衡非常好。所以，圖8的電路是一個平衡型的電池饋電電路。此外，通過調整外部電阻Re1和Re0可以對平衡進行精密調整。這樣，縱向噪聲可以被大大減小。在一個實施方案中已經得到了55dB的縱向平衡。
圖8中，加到第二鏡象電路A2的公共端的電壓VZ等效于加到其它鏡象電路的電源電壓VBB，但是它的電壓特別穩定，以便減少從電壓源VBB感應的噪聲。利用這個穩定電壓源VZ的噪聲抑制過程如下述。首先，如鏡象電路的一般特性，從它的輸出端看的阻抗非常高。所以在圖8中，如果VBB由于噪聲而變化，在電流饋送鏡象電路A0的輸出端沒有電壓變化出現。因此，來自A0的電壓源的噪聲可以忽略不計。其次，關于第二鏡象電路A2，噪聲可被忽略，因為它的電壓源是穩定的。第三，VBB的電壓變化在第一鏡象電路A1中引起噪聲，因此它必須被檢測。
如果VBB變化，存在兩條產生噪聲的途徑。第一噪聲電流途徑由VBB，A1，Rb0，端A，用戶設備，端B，Rb1，B1和地構成。但是如上所述，Rb1和Rb0選得與端A和B之間的阻抗相比非常高。所以在這個第一途徑中引入的噪聲電壓在端A和B之間變得非常低。因此，這樣的噪聲實際上可以忽略。
另一噪聲路徑由VBB，A1，Rc1，B2和地構成。但是，流過A1輸出端的電流不僅流過Rc1，還流過Rc0，因為Rc1與Rc0由電容CAB相互連接。因此，噪聲電流分成兩半且每一半電流分別流過第二鏡象電路對的B2和A2。流向B2和A2的電流方相相同。例如，如果電流流入B2，則也有同樣的電流流入A2，反之亦同。因此，B2與A2相互之間的輸出電流也相同。這些電流分別送到A0與B0的輸入端，因此，A0與B0的輸出總是與從VBB引入的噪聲同相位。所以，端A和B上的噪聲電壓便彼此相等，不會被二至四線轉換器拾取。
上面已經給出關于A1的描述。而流過B1的噪聲電流也以類似的方法被減小。因此，僅用一個穩定電壓源VZ，從電壓源VBB引入的噪聲便可消除。
在一個實施方案中，(例如)VBB是-48V，VZ是-35V。穩定電壓源可以是任何類型的，例如可以采用一組串聯的齊納二極管和電阻。但是功耗應該小，并要求端VZ與地之間的內阻要低，但VZ與VBB之間的阻抗要高，以減少VBB中的噪聲感應。圖10中示出了這樣的電壓穩定電路的一個例子。在圖中，Q2-Q4是三極管，D0是三極管，R4、R5分別為100KΩ和3KΩ的電阻，Dn是串聯連接的齊納二極管。可以理解圖10中的電路構成一個修改了的鏡象電路。由于電流經R4、Q3和D0從地流向負電源VBB，因而Dn，Q2和R5中流過相同電流。由齊納二極管Dn決定的一個恒定電壓通過發射極跟隨三極管Q4加到圖8中所示的第二鏡象電路A2的公共端。由于穩定電壓源的結構與本發明無明顯關系，所以進一步的描述將省略。
有時，由于某種原因可能發生電池饋電電路的電源電流增加得很大的情況，例如用戶使用了非常低阻抗的設備，用戶線很短，或偶然短路。在此情況下需要把供電電流限制在預定值以下。為了這個目的，電阻Rb0與Rb1由限流電路代替。圖11中示出一個可用于這個目的的限流電路的一個例子。符號+和-分別表示電源電壓的正端與負端。該電路由三極管Q5、Q6和電阻γc、γe組成，并且采用常規技術，因此進一步的描述將省略。圖12中給出了電壓-電流特性的一個例子。通過選擇γc和γe的阻值可以使曲線變化。通常，將電流調整為使其工作在曲線高斜率部分。但是如果電源電流不正常地增加，B1和A1的輸入電流便受到限制，因此電流饋送鏡象電路B0和A0的輸出不會超過對應于圖12中的最大值。
對圖8的電池饋電電路還提供了對由于用戶線與地或VBB故障接觸而引起過流時的電路保護功能。根據本發明的過流保護電路包括圖8中被鏈狀線83和83′包圍的用于切換電流饋送鏡象電路A0和B0的輸入電阻的阻值切換裝置;被鏈狀線81包圍的用于檢測第一鏡象電路A1和B1之間流過的電流之差的檢測裝置;和被鏈狀線82包圍的用于將檢測到的電流與閾值比較并控制阻值切換裝置進行切換的控制裝置。
當用戶線在正常狀態下工作時，通過線A和B的電流幾乎平衡，所以流過第一鏡象電路A1和B1的電流幾乎相等。如果其中一條線與地或電壓源短路，電流就變得不平衡。這一不平衡被檢測裝置檢測，并與閾值電壓Vth比較。當不平衡超出予定的閾值時，控制裝置便控制阻值切換裝置用另一個電阻對輸入電阻Ra0或Ra1進行分流。這樣便減小了電流饋送鏡象電路A0或B0的電流比，使得A0或B0的輸出電流減小。
如圖8中所示，第一鏡象電路A1和B1具有兩個輸出端，圖9(d)中示出了這種電路的一個例子。A1和B1的第二輸出互相連接并連接到檢測裝置81上。通過這樣做，檢測裝置接收到A1和B1的輸出電流間的電流差。因為在正常狀態下，線A與B的電流相等但方向相反，這是由于電池電流沿著由地，B0，端B，用戶設備，端A，A0和VBB組成的電路流動，B1和A1的輸入電流分別與B0和A0的輸出電流成比例，所以B1和A1的輸出電流彼此相等但它們的方向彼此相反。
檢測裝置81由電阻Rd和接收電流差并檢測其絕對值的絕對值檢測器ABS所組成。ABS的輸出電流通過阻值為數千歐的電阻Rd轉換為電壓。圖13中示出了絕對值檢測器的一個例子。它是由兩個三極管Qf(npn)、Qg(pnp)和一個鏡象比為1的鏡象電路CM1構成。畫圓圈的端1-3分別對應輸入端，電壓源端，和輸出端，并且它們分別對應圖8中有圓圈的端1-3。在該電路中，(例如)如果有一電流流入端1，它將經過三極管Qg流入鏡象電路CM1的輸入端，因此有相同的電流從端3流入CM1。與此相反，如果一個電流從端1流出，它將通過三極管Qf從端3流入。所以，同樣數量的電流流入輸出端3而與流過輸入端1的電流的方向無關。這等效于流入輸出端3的電流是輸入端1的絕對值。絕對值檢測器可以是任何類型的，但它與本發明無明顯關系，因此進一步的描述將省略。
圖14中示出了控制裝置的電路圖，它是由比較器CMP和驅動電路Dv組成。有圈的端4-8分別對應于圖8中有圓圈的端4-8。比較器CMP由三個三極管Qh(npn)，Qi(pnp)，Qj(npn)和一個恒流源CI組成。這些電路都是采用現有技術的常規電路。電阻Rd(圖8)兩端的電壓被送到端7并與加到比較器CMP的端8上的予定閾值電壓(例如-2伏)比較。
驅動電路Dv由兩個三極管Qk、Ql(都是pnp)和另一個鏡象比為1的鏡象電路CM2組成。端5和6分別連接到圖8中的電阻開關裝置83和83′上。
當絕對值檢測器ABS的輸出電流小時，即用戶線處于正常狀態時，三極管Qh變為“開”狀態，而三極管Qi和Qj變為“關”狀態。因此，三極管Qk和Ql變為“關”狀態且阻值切換裝置83和83′不工作。這時電流饋送鏡象電路A0和B0的輸入電阻分別是Ra0和Ra1，且A0和B0分別向用戶線A和B饋送予定的電流。
如果ABS的輸出電流變大，即用戶線變為反常狀態，則端7的輸入電壓增加超過予定的閾值電壓Vth，三極管Qh成為“關”狀態。因此，三極管Qi、Qj、Qk和Ql變成“開”狀態，并在端5和6出現驅動電流。這些電流分別流過圖8中的電阻Rg1和Rg0，并使阻值切換裝置83和83′的三極管Q0和Q1導通。這意味著輸入電阻Ra0和Ra1分別被Rf0和Rf1分流。使有效電阻下降為一個較低值。由于A0和B0的電流比分別由Ra0/Re0和Ra1/Re1決定，則鏡象比變小且A0和B0的輸出電流被抑制到一個低值。該值可以通過選擇Rf0和Rf1的電阻值來調整。在一個實施方案中，當用戶線短路時鏡象比從120減至20，而電流被抑制到正常電流的六分之一。
圖15示出根據本發明的二至四線轉換器的框圖。將它與說明二至四線轉換器工作原理的圖4的框圖比較，將更明顯地看出轉換器電路與電池饋電電路的關系。對二至四線轉換器的基本要求是將由端4WR接收的四線信號傳送到與端A和B連接的用戶設備Z0，并將從用戶設備發送的信號傳送到四線的輸出端4WS，而且它應該將4WR的輸入信號轉向到輸出端4WS。
對二至四線轉換器還有另一個要求，即上述要求應在設備的整個工作頻帶上得到滿足。一般地，在電池饋電電路的輸入側，端A和B用端阻抗Z(圖中用2表示)端接，但包括用戶設備和用戶線阻抗的負載阻抗Z0隨著設備和用戶線長度的變化而變化，因此將用戶線與電池饋電電路很好的端接是困難的。并且，端阻抗Z具有某種頻率特性，使上述要求變得更加困難。
圖15中，用鏈狀線5和6包圍的部分分別對應于圖4中的補償網絡5和電壓-電流變換器6。端4WR接收的四線信號經過電阻Rs1輸入到運算放大器OP2的反相輸入端(-)。同相輸入端(+)接地。OP2的輸出通過電阻Rf5反饋到輸入端，pnp三極管Qp的電流由恒流源9供給。在恒流源9的輸出端和地之間以并聯元件7和8組成的補償網絡5作為負載。這些阻抗元件的阻抗分別是NZ和NZ0它們分別是端阻抗Z和負載阻抗Z0的N倍，Z0是包括用戶線的用戶設備阻抗。因此，網絡的整個阻抗是由Z和Z0組成的電流饋送電路輸入側的整個阻抗的N倍。如果令Z和Z0的并聯阻抗為B，則補償網絡5的整個阻抗就為B·N。
端4WR處的輸入信號電壓V4R由運算放大器OP2乘以Rf5/Rs1，并送到pnp三極管Qp的基極。如果可以忽略三極管Qp的基極發射極電壓VBE，則對應于OP2輸出電壓的電流將流過補償網絡5。所以，流過三極管Qp的電流ip變為iP=(Rf5Rs1)V4R/NZ×NZ0NZ+NZ0=(Rf5Rs1)V4R]]>其中B＝( (Z0×Z)/(Z0×Z) )是Z0和Z并聯連接時的整個阻抗。
因為恒流源的內阻無限大，這一電流要流過第三電流鏡象電路對之一的A3。A3有兩個輸出端，一個輸出送到電流饋送鏡象電路B0，另一個輸出經另一個鏡象電路B3反相后送到A0。因此，從這些電流饋送鏡象電路A0和B0輸出幅度與輸入電壓對應而彼此相位相反的電流。這樣，在二線A和B兩端的電壓VAB便成為VAB＝ip×M×B其中M是A0和B0的電流比，于是
VAB＝(Rf5/Rs1)(V4R/BN)×M×B＝(Rf5/Rs1)×(M/N)×V4R(3)因此，二線信號的輸出電壓VAB與四線信號的輸入電壓V4R成比例。在上面等式(3)中，重要的是VAB既與負載電阻Z0無關又與端阻抗Z無關。這意味著輸出電壓既與Z0又與Z無關，因此，上面提到的Z和Z0的頻率特性就可全都取消。
通過對M/N，Rf5和Rs1值的選擇，可以調整電路的增益。在一個實施方案中，M和N的值已分別被選為120和100，Rf5是5KΩ，Rs1是10KΩ。N的值還具有另一個意義，如上面所述，NZ和NZ0的阻抗分別是Z和Z0的N倍。所以，電阻若大N倍，電容就是Z和Z0中電容的1/N倍。這意味著它們的尺寸和所處理的電流變小。這對在單片IC上制造它們或縮小它們的尺寸都有好處。
從負載電阻Z0加到端A和B上的二線信號通過電容CA、CB和電阻Rs2、Rs3送到第三運算放大器OP3。OP3的反相和同相輸入電壓分別通過電阻Rf3反饋或通過電阻Rf2分壓。若忽略CA與CB的電抗性阻抗，并選擇電阻滿足Rs2＝Rs3，Rf2＝Rf3，則OP3增益K變成K＝Rf3/Rs3令來自負載Z0的二線信號輸入電壓為V2，則端A和B之間的電壓可以給出為VAB＝( (Z)/(Z＋Z0) )V2
這個電壓被送到具有增益K的第三運算放大器OP3，并送到第四運算放大器OP4。OP4的輸出通過分別具有阻抗N′Z和N′Z0的阻抗網絡3和4反饋，即，N′倍于二線的連線A和B的端阻抗Z負載阻抗Z0的阻抗值。因此，運算放大器OP3的輸出電壓V4S變為V4S＝VAB·k·( (RR)/(RR＋RS) )·(1＋ (N′Z0)/(N′Z) )＝( (Z)/(Z0＋Z) )·K·(1＋ (N′Z0)/(N′Z) )( (RR)/(RR＋RS) )·V2＝k·( (RR)/(RR＋RS) )·V2(4)如方程(4)中所見，四線輸出電壓VS4與二線輸入電壓V2成比例，并且由于方程(4)與Z和Z0都無關，因此也避免了頻率特性的問題。
在端A和B上出現的四線信號也送到運算放大器OP3并成為一個轉向信號。但如在圖15中電路可見，四線轉入信號還通過電阻RR送到運算放大器OP4，它的相位與轉向信號相反。因此，通過調整RS和RR的電阻值使得｜VP3｜/RS＝｜V4R｜/RR可將兩個信號都抵消掉。用這個方法，避免了從四線輸入端到四線輸出端的信號轉向。這樣，所有對二至四線轉換器所要求的特性就都滿足了。
在一個實施方案中，Rs1的電阻是10KΩ，Rf5是5KΩ，Rs2和Rs3是200KΩ，Rf2和Rf3是32KΩ，Rs是10KΩ，RR是100KΩ，電容CA和CB是0.1μF。
對圖15中的二至四線轉換器進行某種修改是可能的。圖16示出了可應用于校正圖15的二至四線轉換器頻率特性的電路的另一個實施方案。這個電路可用來代替圖15中被鏈狀線150包圍的部分與圖15相比圖16的電路還有在第四運算放大器OP4與地之間串聯連接的附加電阻Rf4和Rs4。而阻抗元件4(N′Z0)與Rf4和Rs4的連接點相連。可給出增益G如下G＝( (Rf4)/(N′Z0) + (Rf4)/(Rs4) +1)(1+ (N′Z0)/(N′Z) )- (Rf4)/(N′Z0)由于NZ0和N′Z與Rs4和Rf4相比非常大，因而增益可寫成G＝( (Rf4)/(Rs4) +1)(1+ (N′Z0)/(N′Z) )因此，可以通過改變Rs4和Rf4的阻值來改變增益G而不影響電路的頻率特性。在一個實施方案中，Rs4與Rf4都選為小于1KΩ。
圖17示出了能代替圖15中的電路中由鏈狀線5和6包圍部分的電壓-電流變換器的另一個實施方案。在圖17的電路中，三極管Qp的發射極電壓反饋到運算放大器OP2的反相輸入端(-)。輸入信號4WR經過電阻Rf6送到同相輸入端(+)，同時同相輸入端通過電阻Rs1接地。
這樣的電路可以抑制三極管Qp增益變化引起的特性變化。所以可期望工作得更穩定。應指出的是，這個電路輸出的相位與圖15中的相反，因此為了抵消四線信號的轉向信號，必須將圖15中的OP3的輸入連接反過來。
由圖17中電路從輸入電壓V4R轉換的電流變為ip＝V4R( (Rs1)/(Rs1+Rf6) )/( (NZ0×NZ))/(NZ0+NZ))所以，如同關于圖15已經描述的類似的方法，二線信號的輸出電壓變為VAB＝( (Rs1)/(Rs1+Rf6) )( (M)/(N) )V4R(5)這一方程對應于方程(3)。因此避免了頻率特性問題。
可以看出，電路可以用各種方法修改，但是本發明的實質是通過在四線信號一側提供比由負載和在二線一側的端阻抗組成的并聯阻抗大N倍的并聯阻抗來補償頻率特性。
在圖18中示出了用于檢測用戶線的情況并發出一個與掛機、摘機、接地或與電壓源接觸等用戶線狀態對應的信號的監測電路。這一電路對應于圖7中用鏈狀態500包圍的部分，該圖顯示了SLIC的全部電路結構。
在圖18中，三極管Q0、Q1和電阻Re0和Re1分別屬于在圖5或8中所示的電流饋送鏡象電路A0和B0。它們分別向用戶線A和B提供電流IA和IB。這些電流作為Re0或Re1上的電壓分別由三極管Q11或Q14檢測。由于這些三極管的發射極分別連接到恒流源CI1和CI2上，它們的輸入阻抗就變得很高。因此，對I和I的檢測不會有檢測器的干擾。由于三極管Q12和Q13的基極連接到Q11的發射極，它們的電壓變得與具有相對低阻值(例如50Ω)的電阻Re0上的電壓相等。這一電壓在電阻Rc11和Rc12中產生電流。類似地，基極與Q14的發射極連接的三極管Q15的發射極電壓變為與電阻Re1上的電壓相等，并在電阻Rc13中產生電流。
流過電阻Rc13的電流流入鏡象電路M11并且它的一個輸出電流由電阻Rs12轉換為電壓送到比較器CMP2的(+)側輸入端。鏡象電路M11的另一個輸出電流流過電阻Rs13。在電阻Rs13中還流過通過電阻Rc11的電流，因此比較器CMP3的(+)輸入端的電壓對應于IA和IB的和。因此，這樣的電路結構相當于圖7中的加法器電路ADD。即，比較器CMP3的輸入電路由一個“或”連接的加法器構成。
流過電阻Rs11的電流轉換為電壓，然后送往第一比較器與第一閾值電壓Vth1比較。鏡象電路M11的一個輸出電流由電阻R12轉換為電壓，并送往第2比較器CMP2與第二閾值電壓Vth2比較。電阻Rs13上的電壓由第三比較器CMP3與第三閾值電壓Vth3比較。
由鏡象電路M12和三極管Q16組成的電路對應于圖7中的門G1，而由鏡象電路M13和三極管Q17構成的電路對應于圖7中的門G2。閾值電壓Vth1和Vth2是相對較低的電壓，例如-1V。所以，當用戶線處于摘機狀態并且電流IA和IB流過時，即使用戶設備的負載電阻相對較高，(即電流IA和IB相對小)到CMP1和CMP2的輸入電壓也將分別變得比Vth1和Vth2大，于是三極管Q16和Q17成為“關”狀態。但如果IA和IB的電流之和小于對應于第三閾值Vth3的予定值，則第三比較器CMP3不發出信號。這就防止了SLIC由于摘機狀態下用戶線的小泄漏電流引起的誤判斷。并且，如果與IA和IB之和電流相對應的電壓超過閾值Vth3，則CMP3的輸出電流流過鏡象電路M12和M13。所以，校驗信號SCNA和SCNB同時從M12和M13發出，表示用戶線處于摘機狀態。
相反地，當用戶設備處于掛機狀態，IA和IB很小。因此，到比較器的所有輸入電壓變得低于各自的閾值電壓。然后三極管Q16和Q17變為“開”態，CMP3的輸出流過三極管Q16和Q17。所以，沒有電流流過M12和M13。因此，沒有校驗信號出現就表示用戶線處于掛機狀態。
如果用戶線由于故障對地短路，則IA變得非常大而IB變得非常小，但IA與IB的電流之和沒有這樣大的變化，以致超過閾值Vth3。所以，三極管Q16變成“關”而Q17變成“開”態。因此，CMP3的輸出流過鏡象電路M12，但CMP3的輸出流過Q17而不流過M13。因此，SCNA信號產生，而SCNB信號不產生，表示用戶線接地。
可以明白，如果用戶線與VBB短路，則IA變得非常小而IB變得非常大。所以，SCNB信號產生，但SCNA不產生，表示用戶線與VBB短路。用這種方法，可以辯別摘機、掛機、對地或對VBB的故障短路。
另外必須檢查電路抗噪聲的穩定性。如果縱向噪聲迭加到輸入電流上，它將增加IA和減少IB或與之相反。但是，IA和IB的全部電流由加法器電路幾乎保持恒定，從CMP3提供穩定的輸出。因此，只要噪聲電流不是太高以使CMP1和CMP2的輸入電壓被減少到小于Vth1和Vth2，這些比較器的運行就是安全的。如前面提到的，選擇Vth1和Vth2為低電壓以保持這樣的運行。
在一個實施方案中，Vth1和Vth2選為-1V，Vth3選為-2V。電阻Rc11、Rc12和Rc13的值是12KΩ，Rs11、Rs12是30KΩ、Rs13是20KΩ。恒流源和閾值電壓源都是采用現有技術的常規電路，它們的電流處理能力很小(例如大約50μA)。所以，進一步的描述將省略。
一般地，SLIC利用不同的電壓源工作。例如，電池電源電路使用地G和-48V之間的電壓源工作，邏輯電路使用+5V的Vcc，-5V的VEE，和地E工作。在電池饋電電路中有各種噪聲，象用戶線中感應的噪聲和電池電源中產生的噪聲。雖然對于電池電源電路來說噪聲電壓不是太大，但對工作在低電壓的邏輯電路而言是很大的。因此就必須將這些電壓源互相分離以保證低電壓電路的穩定運行，但是信號還必須互相傳送。例如，必須將電池饋電電路的電池電源與邏輯電路的電壓源分離，但信號還必須在它們之前傳送。換言之，必須分離地G和地E而電路還互相連接。
本發明的意圖在于在具有不同電壓源的系統之間傳輸信號電流。當從具有地G(簡稱為系統G)的系統發出一個信號到具有地E(簡稱系統E)的系統時，(例如)則有一個與該信號電流具有相等幅度但方向相反的電流從系統E送往系統G。這樣做，雖然系統G和E之間有信號電流流過，但兩個系統之間的總電流總是被從系統E向G發出的電流抵消，反之亦然，因此，兩個系統之間的全部電流總為0，這就等效于系統G和E相互分離了。
圖19是顯示按照本發明的接地分離電路的工作框圖。該圖示出了當象摘機信號等等類似信號經接地分離電路通過電池饋電電路BFC從用戶線發送到邏輯電路(未示出)的一種情況。電池饋電電路BFC具有地G和(例如-48V的)電壓源VBB，而邏輯電路工作在+5V的VCC和-5V的VBB并具有地E。該圖相當于圖6的上半部分。
鏡象電路M1的公共端連接到由VBB產生的一個相對較低的電壓VSS(例如-5V)，因此它屬于系統G。系統E和系統G由一條垂直鏈狀線分開。信號電流I1，(例如可以是SCNA)被送到第一鏡象電路M1。M1的第一和第二輸出端分別連接到第二和第三鏡象電路M2和M3的輸入端。M2的輸出端連接到系統E的電壓源VEE。如果輸入電流I1流入M1，則有按圖19所示的方向流動的相同電流I2、I3、I4和I5。如果I1的方向反向，則所有這些電流的方向都反向。所以，來自系統G的輸入信號電流I1作為電流I5傳送到系統E。但由于電流I3和I4的方向彼此相反，使得系統G和E之間的總電流總是為0。這就等效于兩個系統互相分離。
與這種方式相同，來自系統G的信號電流作為從第三鏡象電路M3流出的信號電流I5傳輸到系統E。圖6中的檢測器DET由鏡象電路M3、三極管Q21和電阻R21、R22組成。信號電流I5由電阻R21轉換為電壓后，由三極管Q21檢測，并從輸出端OUT取出。以類似的方式，其它信號象SCNB，4WS可以從系統G傳輸到系統E。在一個實施方案中，R21和R22曾分別是50KΩ和10KΩ。
在上面描述中，已經說明了從系統G到系統E的信號。但是如圖6的下半部分所見，系統E發出的信號也能以類似的方式傳輸到系統G。這種反向傳輸適用于例如圖7中的從端4WR到端A和B的四線信號在二線信號的傳輸。由于這種應用對于對本領域內熟練的人是明顯的，所以為了簡單起見將進一步的描述省略。
此外，鏡象電路基本具備高阻特性的，它們的電流不受電源電壓VBB、VSS、VCC和VEE變化的擾動，所以它們將系統G和E與電源中引入的噪聲進一步分離。
圖20示出了用于SLIC的電壓供電系統。由鏈狀線210包圍的電池(例如是48V)在它的正端接地。該電池通過電池饋電電路(未示出)向用戶線提供電流Ia。它們的地和負端分別標為G和VBB。這個系統構成系統G，它的負載標為RG。直流-直流變換器CV使用電池210發生電壓VCC(例如是+5V)，并提供系統E的電流IE。直流-直流變換器CV的負電壓側的輸出由端線E接地。按類似方式提供另一個電壓源VEE。該直流-直流變換器產生一個不受噪聲影響的恒定電壓。
通過下面的考慮將可明白接地分離的重要性。圖21顯示了電壓源之間的環境。系統G使用負電壓源VBB工作，系統E使用VCC和VEE工作，在兩個系統之間有一條電流I的信號通道。系統G在端G接地，系統E在端E接地。如果點G和E處的電位相等，就不存在問題。但是為了防止引入的噪聲，不可避免的(特別是在具有長用戶線的系統G中)在點G和E之間要出現電壓差△V。等效于在點G和E之間插入一個發生器△V。如果系統的各接地點不相互分離，這一電壓△V或與其對應的電流在兩個系統中都將出現。這對于工作在低電壓下的系統E尤為有害，并引起誤動作。
但是如果接地分開，換言之，如果點G與E之間沒有電流流過，即使在兩個地端G和E之間出現電壓差，系統G的電路(是電池饋電電路等)和系統E的電路(例如是邏輯電路)只要各自的電源電壓保持恒定就能正常工作。這樣的恒壓由電池210和直流-直流變換器CV保證。
如上所述，并在圖21中所示，本發明還在系統G和E之間提供另一條電流通路(用斷續線指示)，并流過電流-I，它與信號電流I幅度相同但方向相反。這樣兩個系統之間的總電流始終保持為0。這就等效于點G和E互相分離。這是一種創造性的接地分離方法。在先有技術的系統中一直是用變壓器完成這樣的接地分離。但不可能在IC電路中制造變壓器，也不能在系統之間傳輸直流信號。最近，已開始光耦合器用于這一目的，但在IC上制造光耦合器仍有困難。
圖22顯示根據本發明的用戶線接口電路的完整電路圖。對于本領域的人容易明白用鏈狀線包圍的部分與圖7中顯示的部分分別對應。電路的細節已經結合各功能電路描述過了。因此，為簡單起見將各部分的進一步描述省略。
應該指出，用鏈狀線601和602包圍的接地分離電路對應于圖6電路的上半部分。這些電路在圖中都從左至右傳送信號(SCNA和SCNB)。但是，對于四線電路的輸出信號4WS，接地分離不是必需的，因為輸出電路409(對應于系統E)靠電容CA和CB與電池饋電電路(對應于系統G)是分離的。因此，沒必要擔心兩個地線之間的直流電壓差。如上所述，交流電壓差(即縱向噪聲)通過差動放大器OP3消除，而不在輸出端出現。
對應于圖6下半部分并在圖中從右向左傳送信號的一個電路被用作由鏈狀線402包圍的4WR的輸入電路。雖然為了簡單起見它未在圖中顯示，但該電路應插在三極管Qp和運算放大器OP2之間。對于本領域內的熟練人員，在這一點上引入接地分離電路是容易實現的。另外，應該指出，如果恒流源9的電壓從VCC提供，且給鏡象電路A3和B3的供電電壓分別由VEE和VCC代替，那么很清楚這些鏡象電路起著圖6中接地分離電路下半部分的作用。
圖22中的其余部分與前面描述的類似，所以不作進一步的描述。本發明的SLIC已經設計為可在單片IC上制造，因此它對減小尺寸和價格是非常有效的。如上所述，電路的許多修改都是可能的，但它們都在本發明的實質的范圍之內。
權利要求
1.一種平衡型用戶線接口電路，具有一個電池饋電電路(圖3)，該電池饋電電路用于為分別連接到端點A和B的線A和線B組成的二線用戶線提供直流電流，所述電池饋電電路包括一對電流饋送鏡象電路(A0，B0)其輸出端分別連接到上述端點A和B上，以提供上述直流電流；一對第一電壓-電流轉換裝置(Rb0，Rb1)分別連接到上述端點A和B上；一對第一鏡象電路(A1，B1)，其輸入端分別連接到上述電壓-電流轉換裝置(Rb0，Rb1)的輸出端；一個電容器(CAB)連接在上述第一鏡象電路對(A1，B1)的輸入端之間；一對電阻器(RC0，RC1)，它們分別有一端連接到上述電容器(CAB)上；和一對第二鏡象電路(A2，B2)，其輸入端經上述電阻器(RC0，RC1)分別連接到上述第一鏡象電路(B1，A1)相反側的鏡象電路輸出端上，而上述第二鏡象電路(A2，B2)的輸出端分別連接到上述電流饋送鏡象電路(A0，B0)相反側的鏡象電路輸入端。
2.一種根據權利要求
1的用戶線接口電路，其中所述電流饋送鏡象電路(圖8中A0，B0)分別包括一個電壓跟隨型第一運算放大器(OP0，或OP1)，其同相輸入端(+)成為上述電流饋送鏡象電路的輸入端，并連接到上述第二鏡象電路(A2或B2)的輸出端;一個三極管(Q0或Q1)，其集電極連接到上述端點A或B之一上，基極連接到上述第一運算放大器(OP0，或OP1)的輸出端，發射極連接到上述第一運算放大器(OP0或OP1)的反相輸入端(-);和一個輸入電阻(Pa0或Pa1)連接在上述第一運算放大器(OP0或OP1)的上述同相端(+)和電壓源(VBB或地)之間。
3.一種根據權利要求
1的用戶線接口電路，其中所述一對第一電壓-電流轉換裝置分別是電阻器(Rb0，Rb1)。
4.一種根據權利要求
1的用戶線接口電路，其中所述第一電壓-電流轉換裝置(圖11)具有限制流過其中的電流的功能，由電阻器(rc和re)以及三極管(Q5和Q6)構成。
5.一種根據權利要求
1的用戶線接口電路(圖3和8)，其中所述第二鏡象電路(A2)的電池側公共端連接到一個穩壓電源(V2)上。
6.一種根據權利要求
1的用戶線接口電路，進一步包括一個過流保護電路(圖8)，其組成為多個電阻性裝置(83，83′)，該裝置可分別進行切換以便以并聯方式連接到上述輸入電阻器(Ra0，Ra1)上或與之斷開;一個檢測裝置(81)，用于檢測流過上述輸入電阻器(Ra0，Ra1)的電流之間的差值;一個比較裝置(CMP)，用于將上述電流的差值與一個預定的閾值(Vth)相比較;和一個驅動裝置(DV)，用于控制上述電阻性裝置的切換。
7.一種根據權利要求
6的用戶線接口電路，其中所述電阻性裝置(83，83′)分別包括一個開關三極管(Qr0或Qr1)，其發射極連接到一個電壓源上，基極連接到上述驅動裝置上，集電極通過一個第二輸入電阻器(Rf0或Rf1)連接到上述第一運算放大器(OP0或OP1)的上述同相輸入端上;和一個電阻器(Rg0或Rg1)，連接在上述開關三極管的基極和電壓源(VBB或地)之間。
8.一種根據權利要求
6的用戶線接口電路，其中所述檢測裝置(81)包括一個電阻器(Rd)和一個絕對值檢測器(ABS)，上述絕對值檢測器(圖13)包括一對pnp(Qg)和npn(Qf)三極管，它們的發射極相互連接以接收輸入信號，上述npn三極管(Qf)的集電極成為絕對值的輸出端;和一個鏡象電路(CM1)，其輸入端連接到上述pnp三極管(Qg)的集電極上，輸出端連接到上述npn三極管(Qf)的集電極上。
9.一種根據權利要求
1的用戶線接口電路，進一步包括一個將二線信號轉換為四線信號或作相反轉換的二至四線轉換器，該二至四線轉換器(圖15)包括一個第二電壓-電流轉換裝置(6)，用于將四線輸入信號(4WR)電壓轉換為電流;一對第三鏡象電路(A3，B3)，用于將上述四線輸入信號的電流轉換成一對相位彼此相反的電流，并分別將它們送到上述電流饋送鏡象電路(A0，B0)的輸入端;一個電壓檢測裝置(151)，用于檢測在上述端點A和B之間出現的二線信號的電壓;和一個消除裝置(152)，用于通過為上述電壓檢測裝置的輸出信號加上一個反相位的四線輸入信號消除上述電壓檢測裝置(151)的輸出中的轉向四線輸入信號，并提供與二線輸入信號對應的一個輸出信號。
10.一種根據權利要求
9的用戶線接口電路，其中所述第二電壓-電流轉換裝置(6)包括;一個第二運算放大器(OP2)，其反相輸入端通過一串連電阻(RS1)加上四線信號(4WR)，同時輸入端接地，輸出端經一反饋電阻器(Rf5)連接到反相端;一個三極管(Qp)，用于將上述第二運算放大器的輸出轉換為電流，并把它送到上述第三鏡象電路之一(A3);和一個恒流源(9)，向上述三極管(Qp)饋送電流。
11.一種根據權利要求
9的用戶線接口電路，其中所述電壓檢測裝置(151)包括一個第三運算放大器(OP3)，其同相與反相輸入端經上述第二或第三串聯電阻(RS2，RS3)和電容器(CA，CB)分別連接到上述端點A和B上，在同相輸入端與地之間連接一個第二反饋電阻器(Rf2)，在輸出端和反相輸入端之間連接了一個第三反饋電阻器(Rf3)。
12.一種根據權利要求
9的用戶線接口電路，其中所述消除裝置(152)由一個發送電阻器(Rs)和一個接收電阻器(RR)相互串聯而組成，上述發送電阻器(Rs)的另一端連接到上述第三運算放大器(OP3)的輸出端，上述接收電阻器(RR)的另一端連接到回線信號(4WR)的輸入端，這兩個電阻器(Rs和RR)的連接點提供了與二線輸入信號相對應的輸出電壓;另外，這兩個電阻器的阻值決定于｜VP3｜/Rs＝｜V4R｜/RR其中｜Vp3｜和｜V4R｜分別為上述電壓檢測裝置(151)的輸出電壓以及四線信號的輸入電壓。
13.一種根據權利要求
9的用戶線接口電路，進一步包括一個第一補償網絡(圖15中的5)，用于補償四線輸入(4WR)向二線輸出傳送的信號頻率特性，上述第一補償網絡分別由與端點A和B處的二線用戶線負載阻抗(Z0)以及電池饋電電路的端阻抗(Z)成N倍的并聯阻抗元件構成，其中N是常數。
14.一種根據權利要求
13的用戶線接口電路，所述第一補償網絡(5)裝配在上述恒流源(9)和地之間(圖15和17)。
15.一種根據權利要求
9的用戶線接口電路，進一步包括一個第二補償網絡(圖15中的150)，該網絡用于補償從二線輸入端向四線輸出端(4WS)傳送的信號的頻率特性，上述第二補償網絡(150)包括(圖15)一個第四運算放大器(OP4)，上述消除裝置(152)的輸出信號被送入其同相輸入端上;一個第一阻抗元件(3)，它所具有的阻抗是上述端阻抗(Z)的N′倍，上述第一阻抗元件連接在上述第四運算放大器(OP4)的反相輸入端和地之間;和一個第二阻抗元件(4)，它所具有的阻抗是上述負載阻抗(Z0)的N′倍，上述第二阻抗元件連接在上述第四運算放大器(OP4)的輸出端與反相輸入端之間，其中N′是一個常數。
16.一種根據權利要求
15的用戶線接口電路，其中所述第二補償網絡(圖16)進一步包括一個第四反饋電阻(Rf4)連接在第四運算放大器(OP4)的輸出端和上述第二阻抗元件(4)之間;和一個第四串連電阻(Rs4)連接在地和第四反饋電阻(Rf4)與第二阻抗元件(4)的連接點之間。
17.一種根據權利要求
1的用戶線接口電路，進一步包括一個監測電路(圖5)，用于產生與用戶線的掛機、摘機、與地或與電壓源短路各狀態相對應的信號，上述監測電路中包括第一和第二電流檢測裝置，用于分別檢測上述二線中各線流過的電流(IA，IB);第一和第二比較電路(CMP1，CMP2)，用于將由上述第一和第二電流檢測裝置檢測到的值分別與第一和第二閾值電壓(Vth1，Vth2)相比較;一個第三比較電路(CMP3)，用于將由上述第一和第二電流檢測裝置檢測到的值的和與第三閾值(Vth3)相比較;和第一和第二與門(G1，G2)，用于根據各自的信號分別提供SCNA和SCNB信號，第一門(G1)上的輸入是第一和第三比較電路的輸出，第二門(G2)上的輸入是第二和第三比較電路的輸出。
18.一種根據權利要求
17的用戶線接口電路，其中所述第一和第二電流檢測裝置分別是插入電流饋送鏡象電路(A0或B0)的電流通道中的一個電阻器(Re0或Re1)。
19.一種根據權利要求
17的用戶線接口電路，其中所述第二比較電路(CMP3)的輸入電路包括一個或連線電路。
20.一種根據權利要求
1的用戶線接口電路，進一步包括一個接地分離電路，用于在不同的接地系統之間傳送信號，上述接地分離電路(圖6)沿著從一個系統(系統G)到具有不同地線的另一個系統(系統E)的一條電流通路發送一個信號電流，同時上述接地分離電路沿著兩個系統間的另一條電流通路送出一個與該信號電流的幅值相同但相位相反的電流。
21.一種根據權利要求
20的用戶線接口電路，其中所述接地分離電路包括一個發送鏡象電路(M1)，其輸入端接有要送出的信號電流，其一個輸出端向具有不同地線的系統(系統E)發送信號電流;和一個補償鏡象電路(M2)，其輸入端上送入來自上述發送鏡象電路(M1)的另一個輸出端的輸出電流，其輸出端送出一個與該信號電流的幅值相同但相位相反的電流到具有不同地線的系統中(系統E)。
22.一種根據權利要求
20的用戶線接口電路，進一步包括一個第三電流檢測裝置(DET)，用于檢測從上述一個系統(系統G)發出的信號電流，并提供與該信號電流相對應的輸出信號。
23.一種根據權利要求
17的用戶線接口電路，進一步包括一個在上述第一和第二門(G1，G2)的各輸出端上提供的接地分離電路(圖7中的600)，上述各分離電路包括一個發送鏡象電路(M1或M1′)，其一個輸入端上送入要發送的信號電流，其一個輸出端發生一個檢驗信號(SCNA或SCNB)，和一個補償鏡象電路(M2或M2′)，其一個輸入端上送入來自上述發送鏡象電路(M1或M1′)的另一個輸出端的輸出電流，其輸出端發出一個與上述鏡象電路(M1或M1′)發出的信號電流幅值相同但相位相反的電流。
專利摘要
可在單片IC上制造的平衡型用戶線接口電路，其電池饋電電路包括三對相互連接以消除縱向和電源噪聲的鏡象電路。用戶線電流超過閾值時用改變鏡象比實現過流保護。用N倍于負載阻抗和端阻抗的兩個元件構成電阻網絡實現二至四線轉換器頻率補償。四線系統輸出中轉向信號由與輸入反相的信號抵消。監測電路提供校驗信號來檢測用戶線電流并識別其狀態，還配有不同電壓源的接地分離電路。通過發送與兩系統間信號電流同幅反向的電流實現接地分離。
文檔編號H04M19/00GK86105137SQ86105137
公開日1987年3月18日 申請日期1986年8月20日
發明者高遠健司, 東條敏郎, 池谷陽三, 綾野光俊, 涉谷清 申請人:富士通株式會社導出引文BiBTeX, EndNote, RefMan