專利名稱：低中頻接收機及其采樣方法
技術領域：
本發明涉及用于無線電通信的無線電信號接收機，更具體地涉及 一種低中頻接收機及其采樣方法。
背景技術：
近來，新穎的接收機結構越來越廣泛地用于無線電通信領域。這種接收機的基本設計構思是使模數轉換器(ADC)盡可能地接近射頻 (RF)接收天線，以便直接對射頻信號進行模數轉換，然后使可編程 數字信號處理單元對接收信號進行處理。由于數字信號處理具有靈活、 成本低和易于集成的特點，所以這種方法可用于許多類型的通信協議， 并因此促進了技術改進。然而，這里將上述類型的接收機作為示例，以例證這種接收機所 遇到的問題。首先，用戶信號(帶寬為B)由兩個正交分量表示，即，/(0 + /2(0， 然后由用戶信號進行正交調制的載波頻率為,的射頻信號可以表示 為柳=cos(o " + p) — ^(/) si咖c, + p) (1)其中^=2<，表示載波的圓周頻率，并且p是載波的初始相位。s(/)還可以由中心頻率分別為y;和-y;的兩個帶通分量s'(o和S'(,)=會{[/(0 c。s(p) - GO) sin(p)] + sin(p) + c。s(州(2)S，)=) — ] - / + ,c—)]"' (3) 其頻譜特性如圖1所示，可以看出S'(^和r(r)具有完全相同的信
號帶寬。為了避免在對射頻信號執行帶通采樣時的頻譜混疊，可以選擇頻 率為/5=^>5的時鐘信號，如圖2所示，釆樣后的信號頻譜等同于以采樣頻率/,為周期在頻譜域進行周期性擴展的原始RF信號頻譜(如 圖1所示)。從圖2可以看出，在對頻譜進行周期性擴展時，S'(r)和S，)的高 階頻譜分量在采樣頻率整數倍的頻率處相互疊加。因此，對于后續基 帶信號處理，在零頻率處存在帶寬為B的疊加頻率分量。以零頻率分 量為中心的時域信號(即，其載波頻率為零)的表示可以根據方程(2) 和(3)計算，即/(/)cos(p)-2(/)sin(伊)。由于頻譜混疊，零載波信號實 際上是正交的用戶信號/(0和2(0的線性組合。為了分離正交的用戶信號/W和2W，使用具有相同頻率但不同相 位的時鐘信號對RF信號執行兩路徑帶通釆樣，由此得到互不相同的 兩個正交的用戶信號的線性組合，然后可以通過分離過程得到用戶信號的/(o和ew。根據上述原理，在由申請人Koninklijke Philips Electronics N.V.于 2003年12月5日提交的申請號為200310122502.3、標題為"帶通采 樣接收機及其采樣方法(Band-pass sampling receiver and the sampling method thereof)"的中國發明專利申請中，提出了一種解決方案，這 里將插入介紹此申請中公開的內容。該專利申請提出的帶通采樣接收 機的結構如圖3所示，其中兩個ADC710和ADC711的采樣時鐘頻率 均為RF信號的載波頻率的1/N，但在兩個釆樣時鐘CLK,和CLK2之間存在固定的相對時間延遲r，同時r《+，從而使得時鐘信號的兩個B路徑的采樣點具有不同的載波相位。因此，模數轉換后得到兩個不同 的數字序列。執行必要的數字信號處理，以便將兩個正交分量分離， 隨后恢復所需的用戶信號。由于其相對較低的采樣頻率并將主要的信號處理置于更靈活的數 字域，因此上述解決方案在理想條件下是有效的子采樣解決方案。然而，在一些情況下，存在由非理想電路引起的較強DC漂移和 互調分量，這種干擾通常難以接受，需要通過濾波器或補償算法來去除。針對諸如IS-95、 CDMA2000和UMTS系統等通信系統，其有用 信號的能量分布在寬頻域上，而DC漂移和互調分量等的干擾在零頻 率附近的窄頻域內，其中信號能量只占總信號能量的非常小的部分， 因此可以通過數字高通濾波器來濾除干擾，而不會對有用信號的性能 造成顯著影響。然而，對于諸如GSM和藍牙等通信系統，由于其有 用信號的能量主要集中在零頻域附近的窄范圍內，所以當通過數字高 通濾波器對零頻域附近的干擾進行濾除時，將損失許多有用信號；因 此這種方法不適于零中頻帶通采樣接收機。因此，如何改進現有接收機結構及其采樣方法以便有效地濾除 DC漂移和互調分量等的干擾并因此使其可應用于更多類型的通信系 統，成為了懸而未決的問題。發明內容本發明的目的是提供一種低中頻接收機及其采樣方法，可以有效 地濾除DC漂移和互調分量等，而不會對有用信號造成任何顯著影響。 為了達到上述目的，根據本發明提供的低中頻接收機的采樣方法包括以下步驟(a) 對射頻信號進行采樣，以將其轉換成非零頻域的數字信號;(b) 對非零頻域的數字信號進行補償，以濾除其中的干擾信號；以及(c) 將己補償的數字信號移動到零頻域。 為了達到上述目的，根據本發明提供的低中頻接收機包括模數轉換裝置，補償裝置和混頻裝置，其中模數轉換裝置用于對射頻信號 進行采樣以將其轉換成非零頻域的數字信號。補償裝置用于對非零頻域的數字信號進行補償，以濾除其中的干擾信號；以及混頻裝置用于 將已補償的數字信號移動到零頻域。通過使用根據本發明的上述低中頻接收機及其采樣方法，首先得 到非零頻率釆樣信號，對于該非零頻率采樣信號，可以容易地濾除零
頻率處的DC漂移和互調分量等的干擾，而不會對有用信號造成任何 顯著影響。因此，不僅可以將根據本發明的低中頻接收機及其采樣方法應用于諸如IS-95、 CDMA2000和UMTS等通信系統，而且可以將 其應用于GSM和藍牙等類型的通信系統。參照以下描述和權利要求，并結合附圖，本發明的其他目的和實 現方式連同更全面的理解將顯而易見并容易理解。


下文中將結合附圖對本發明進行描述，其中-圖1是已調制的射頻信號的頻譜圖；圖2是由頻率為/,=1的時鐘信號進行采樣后的射頻信號的頻譜圖；圖3是帶通采樣接收機的結構圖；圖4是已調制的射頻信號和帶外干擾信號的頻譜圖；圖5是由頻率為/,=^^的時鐘信號進行采樣后的射頻信號的 頻譜圖；圖6是I/Q分離后的正交射頻信號的頻譜圖；圖7是本發明的低中頻接收機的一個實施例的結構圖；在所有圖中，相同的附圖標記指示相似或相應的特征或功能。
具體實施方式
為了清楚描述本發明，首先將結合圖4、圖5和圖6對本發明的 低中頻接收機的采樣方法的設計原理進行描述和分析，然后將結合圖 7介紹根據本發明的低中頻接收機的一個特定實施例的結構特征。圖4是己調制的射頻信號和帶外干擾信號(陰影部分)的頻譜圖。 如果使用如圖3所示的帶通采樣接收機對接收到的射頻信號進行處 理，所得到的有用采樣信號將在以零頻率為中心的窄范圍內，在這種 情況下，存在于零頻率處的DC漂移和互調分量等的干擾很難濾除。 因此，本發明的設計構思是，首先得到非零頻率的采樣信號，然 后在濾除零頻率處的DC漂移和互調分量等的干擾之后，將有用信號 移回零頻率處，特定方法如下首先，在兩個路徑中對接收到的射頻信號執行模數轉換，并在此時選擇兩個采樣時鐘CLK,和CLK2，其中這兩個采樣時鐘CLJd和 clk2的采樣頻率都為y;。采樣頻率/,和信號載波頻率/c之間的關系是厶=艱±/,"即/,=^^，其中/,f是較低的中頻值，并且os力"y;。n是自然數，應該選擇n以使y;足夠高，從而保證采樣后有用信號的 頻譜不與干擾信號的頻譜混疊。在兩個采樣時鐘CLK,和CLK2之間存在固定的相對時間延遲r， 從而得到具有不同相位的兩個數字序列；為了在時間間隔r期間保持 同相分量/(,)和正交分量G(,)基本上不變，應該滿足r^/B的條件。圖5中示出了每一路采樣信號的頻譜圖，其中，每一路采樣信號 的頻譜是原始負頻域的射頻信號的周期性擴展頻譜(譜l)和原始正 頻率域的射頻信號的頻譜(譜R)的疊加。為了更清楚地査看，圖中 將頻譜分割成兩部分。從圖5中可以看出，已采樣的有用信號的中心 頻率是±厶，所以可以采用諸如高通濾波器等一些的傳統DC補償方 法來濾除位于零頻率處的DC漂移和互調分量的干擾。由于此時的有 用信號的能量沒有集中于零頻率處，所以零頻率處的濾除不會給有用 信號造成任何顯著影響。隨后，對DC補償后的信號執行I/Q分離。此時，首先可以分別 確定射頻信號相對于兩個采樣時鐘CLK,和CLK2的初始相位^和& ， 然后基于所確定的相位A和A對接收信號進行處理，以計算用戶信號的兩個正交分量/(0和2(0。其中，^和A之間的相位差應該滿足 A^ = A—A =iy/>*n;r 。此外，為了進一步地簡化I/Q分離過程，優選的可選 方法是使^^(" +會)兀。在專利申請200310122502.3中，詳細描述了上述I/Q分離過程的特定算法，所以這里不再贅述。圖6是I/Q分離之后的I路和Q路的正交信號的頻譜圖。可以看
出，有用信號的頻譜是與帶外干擾信號的頻譜分離的，因此可以在隨 后的數字信號處理中容易地濾除帶外干擾信號。此外，可以在I/Q分 離之前執行粗濾波，從而降低I/Q分離之后對濾波器指標的要求。最后，分別將經過I/Q分離的正交信號混頻，然后針對隨后的基 帶數字信號處理，將有用信號的中心頻率移到到零頻率，以恢復用戶 信號。根據前述采樣方法，圖7中示出了本發明的低中頻接收機的一個 實施例的結構圖。在圖7中，天線所接收到的射頻信號首先依次經過 射頻基帶濾波器10的濾波處理和LNA20的低噪聲放大，以便將信號 分成兩路信號，這兩路信號分別經過ADC 31和32以完成模數轉換。其中，ADC31和32的采樣時鐘頻率都是y;-A^， os并且在釆樣時鐘CLK1和CLK2之間存在固定的相對時間延遲r ， r s^，其中B是信號帶寬。在模數轉換之后，兩個數字信號序列分別經過DC補償模塊41 和42，以濾除其中的零頻域中的DC漂移和互調分量等的干擾，其中 該DC補償模塊41和42可以是高通濾波器。在DC補償之后，兩個數字信號序列分別經過數字低通濾波器51 和52，以對帶外干擾信號進行粗濾除。然后，將從數字低通濾波器51 和52輸出的兩路基帶數字信號傳送到I/Q分離器60，以便分離兩個 正交分量。最后，從I/Q分離器60輸出的信號經過混頻模塊70，以將有用 信號頻譜的中心移動到零頻率，然后將其傳送到隨后的數字信號處理 單元80，用以進一步濾波、解調和解碼等，以恢復所需的用戶信號。通過使用根據本發明的上述低中頻接收機及其采樣方法，可以容 易地濾除諸如DC漂移和互調分量等的零頻率處的干擾，而不對有用 信號造成任合顯著影響。因此，不僅可以將根據本發明的低中頻接收 機及其采樣方法應用于諸如IS-95、CDMA2000和UMTS的通信系統， 而且可以將其用于GSM和藍牙等類型的通信系統，因此更加通用。
本領域的技術人員應該理解，在不背離本發明內容的前提下，可 以對本發明中所公開的低中頻接收機及其采樣方法作出多種改進，因 此本發明的保護范圍應該由所附權利要求確定。
權利要求
1.一種對接收到的射頻信號進行采樣的方法，包括以下步驟(a)對射頻信號進行采樣，以將所述射頻信號轉換為非零頻域的數字信號；(b)對非零頻域的數字信號進行補償，以濾除其中的干擾信號；以及(c)將已補償的數字信號的頻率移動到零頻域。
2. 如權利要求1所述的方法，其中步驟(a)包括分別在兩個采樣時鐘信號的控制下，將所述射頻信號轉換為非零頻域的兩路數字 信號。
3. 如權利要求2所述的方法，其中，兩個采樣時鐘信號的頻率,分別等于(y;+力"/w和(y;-力》/iv，其中n是自然數，,是所述射頻 信號的頻率，/,F是中頻值，并且o《a^力。
4. 如權利要求3所述的方法，其中，在兩個采樣時鐘信號之間存 在相對時間延遲r， r滿足公式伊2-^ 并且伊,和A分別是所述射頻信號相對于兩個采樣時鐘信號的初始相位，n是自然數。
5. 如權利要求4所述的方法，其中相對時間延遲r滿足公式
6. 如權利要求1所述的方法，其中步驟(b)包括通過高通濾 波對非零頻域的數字信號進行補償，以濾除零頻域處的干擾信號。
7. 如權利要求1所述的方法，還包括在步驟(b)后，對已補 償的數字信號執行低通濾波，并將所產生的信號提供給步驟(C)，以 進行處理。
8. 如權利要求1所述的方法，還包括在步驟(b)后，對已補 償的數字信號執行I/Q分離，并將所產生的信號提供給步驟(C)，以 進行處理。
9. 一種用于接收射頻信號的低中頻接收機，包括模數轉換裝置，用于對射頻信號進行采樣，以將所述射頻信號轉 換成非零頻域的數字信號；補償裝置，用于對非零頻域的數字信號進行補償，以濾除其中的 干擾信號；以及混頻裝置，用于將已補償的數字信號移動到零頻域。
10. 如權利要求9所述的低中頻接收機，其中，所述模數轉換裝 置包括第一模數轉換器和第二模數轉換器，所述第一模數轉換器和第 二模數轉換器分別用于在兩個采樣時鐘信號的控制下將所述射頻信號 轉換為非零頻域的兩路數字信號。
11. 如權利要求10所述的低中頻接收機，其中，兩個采樣時鐘信號的頻率力分別等于(/;+/,》/^和(/;-/,》/iV，其中N是自然數，厶是所述射頻信號的頻率，A是中頻值，并且02
12. 如權利要求9所述的低中頻接收機，其中，所述補償裝置包 括兩個高通濾波器。
13. 如權利要求9所述的低中頻接收機，還包括信號分離裝置， 用于對已補償的數字信號執行I/Q分離。
14. 如權利要求13所述的低中頻接收機，還包括濾波裝置，用 于對從補償裝置中輸出的信號進行濾波，并將濾波后的數字信號輸出 到信號分離裝置。
15. —種用于無線電通信系統的移動終端，包括 接收機，所述接收機包括接收裝置，用于接收射頻信號；模數轉換裝置，用于對所述射頻信號進行采樣，以將所述射頻信 號轉換為非零頻域的數字信號；補償裝置，用于對非零頻域的數字信號進行補償，以濾除其中的 干擾信號；以及混頻裝置，用于將已補償的數字信號移動到零頻域；以及信號處理裝置，用于對從混頻裝置中輸出的信號執行后續處理。
16. 如權利要求15所述的移動終端，其中，所述模數轉換裝置包 括第一模數轉換器和第二模數轉換器，所述第一模數轉換器和第二模 數轉換器分別用于在兩個采樣時鐘信號的控制下將所述射頻信號轉換 為非零頻域的兩路數字信號。
17.如權利要求16所述的移動終端，其中，兩個采樣時鐘信號的頻率/、分別等于(A+A)/w和(y;-//F)/iV，其中N是自然數，厶是所述射頻信號的頻率，力,是中頻值，并且(^4《,。
全文摘要
本發明提供了一種用于接收射頻信號的低中頻接收機及其采樣方法。首先，低中頻接收機對射頻信號進行采樣，以將其轉換為非零頻域的數字信號。其次，對非零頻域的數字信號進行補償，以濾除其中的干擾信號。最后，將已補償的信號頻移動到零頻域。通過使用根據本發明的接收機及其采樣方法，可以容易濾除零頻率處的諸如DC漂移和互調分量的干擾，而不會對有用信號造成任何顯著影響。
文檔編號H04B1/28GK101151810SQ200680002094
公開日2008年3月26日 申請日期2006年1月10日 優先權日2005年1月13日
發明者錢學誠 申請人:Nxp股份有限公司