一種基于虛擬復阻抗的單相逆變器并聯控制方法
【專利摘要】本發明提出了一種基于虛擬復阻抗的單相逆變器并聯控制方法，所述虛擬復阻抗由虛擬負電感和虛擬正電阻所組成。逆變器輸出通過LC濾波器濾除高頻毛刺，再由線路連接到輸出交流母線上。由于濾波電感的存在，逆變器輸出阻抗呈感性，但并非純感性。加入所述虛擬復阻抗后，能夠抵消濾波電感產生的感性，從而使逆變器等效輸出阻抗呈阻性。此控制策略適用于低電壓微電網的多逆變器并聯控制系統。
【專利說明】
一種基于虛擬復阻抗的單相逆變器并聯控制方法
技術領域
[0001] 本發明屬于電力電子控制技術，尤其涉及低壓微電網孤島運行時的多逆變器并聯 控制方法。
【背景技術】
[0002] 微電網以其對分布式電源的有效利用及靈活、智能的控制特點，成為許多國家未 來若干年電力發展戰略的重點之一。由于微電網中大多數分布式電源需通過逆變器并入微 電網，因此，逆變器的穩定并聯運行將極大提高微電網系統的整體容量和可靠性。
[0003] 目前，逆變器并聯運行控制策略一般采用主從控制法以及下垂控制法等方法。主 從控制法在控制上需要互聯線，會限制并聯分布式電源之間的距離，同時也可能引入噪聲， 因而其應用有一定的局限性。下垂控制法是一種無聯絡信號線的獨立控制技術，通過借鑒 同步發電機的自同步和電壓下垂特性，實現單元間無信號線的并聯技術。它不需要逆變器 間的互聯信號線，只需要采集各逆變器的輸出、依賴其內部控制策略，即可實現并聯多逆變 器的同步、均流運行。相比其它控制方式而言，下垂控制可使得系統的結構簡單、功能冗余， 安裝維修快捷，系統擴容方便，成本低，并聯運行更加可靠。
[0004] 傳統下垂法認為各并聯逆變器的系統阻抗(包括逆變器本身輸出阻抗、線路阻抗 等)呈純感性，有功對功角(ρ-φ)和無功對電壓(q-e )具有近似解耦關系。然而，實際系統中， 特別是低壓場合，由于線路阻抗以阻性為主，使逆變器的系統阻抗大多呈現阻感復阻抗的 特性，功率耦合加強，使系統控制性能變差。采用虛擬阻抗技術可以靈活地將系統阻抗設計 為感性、阻感性、阻性、甚至容性。此外，現有虛擬阻抗方法大都不同程度地加大了系統等效 輸出阻抗，加重了母線電壓降落。
【發明內容】
[0005] 本發明的目的在于，提出一種基于虛擬復阻抗的單相逆變器并聯控制方法，采用 "虛擬負電感"抵消系統阻抗中的感性成分，降低功率耦合;采用虛擬正電阻使逆變器的等 效輸出阻抗呈阻性，并減小線路阻抗對系統的影響。
[0006] 為了實現上述目的，本發明通過以下技術方案來實現：
[0007] 步驟1，采樣逆變器輸出端電壓和電流，得到逆變器輸出的有功和無功功率；
[0008] 步驟2,利用所得到的有功和無功功率結合下垂控制求出參考電壓幅值和角頻率， 進而合成參考電壓；
[0009] 步驟3,在逆變器輸出電流和參考電壓信號間串入一個逆變器虛擬復阻抗Zvir(s)， 使逆變器等效輸出阻抗由原來的Z(s)變為Z v(s)，將逆變器虛擬復阻抗Zvir(s)等效為下垂 系數，使逆變器輸出電流通過虛擬復阻抗Z vir(s)反饋到的逆變器輸出電壓參考上，其過程 為將逆變器輸出電流與虛擬復阻抗做乘法，再在逆變器輸出電壓參考中減去此乘積，得 到修正后的逆變器輸出電壓參考信號u ref;
[0010] 步驟4,將上述修正后的逆變器輸出電壓參考信號uref與逆變器輸出電壓u。的反饋 信號相減后，經過逆變器電壓環的比例積分控制器(PI)調節得到電流環參考信號iref;將電 流環參考信號iref與電感電流反饋信k相減后，經過逆變器電流環的比例控制器(P)調節， 得到所述逆變器的調制信號；
[0011] 步驟5,將得到的逆變器調制信號經拉普拉斯逆變換得到時域的調制信號，與載波 信號比較，得到逆變器需要的PWM信號。PWM信號驅動逆變器的功率開關管，最終得到所需的 逆變器輸出電壓。
[0012] 進一步，所述虛擬復阻抗，其表達式如式(2)所示。
[0014] 虛擬復阻抗由虛擬正電阻和虛擬負電感相加得到，式中的低通濾波器用于濾除高 頻諧波，其截止頻率為《 V;RV為虛擬電阻值;Lv為虛擬電感值，前面取負號表示為虛擬負電 感;s為復變參量。
[0015] 進一步，所述步驟3中，使逆變器等效輸出阻抗由原來的Z(s)變為Zv(s)的具體過 程為:首先以縱軸為虛數、橫軸為實數繪制一個正交坐標系，然后繪制原輸出阻抗相應的向 量Z (s);再繪制改變量所對應的向量;應用矢量合成的方法將原輸出阻抗相應的向量與改 變量所對應的向量進行合成，合成后所得的向量即為加入虛擬復阻抗Z vir(s)后逆變器等效 輸出阻抗所對應的向量Zv( s)。
[0016] 本發明有益的效果是：與現有虛擬阻抗策略總是加大了原系統阻抗不同，本發明 提出"虛擬復阻抗"的控制策略:采用"虛擬負電感"抵消系統阻抗中的感性成分，降低功率 耦合;采用虛擬正電阻使逆變器的等效輸出阻抗呈阻性，并減小線路阻抗對系統的影響。
[0017] 由于LC濾波器的濾波電感的存在，逆變器輸出阻抗呈感性，但并非純感性。加入虛 擬負電感后，能夠抵消濾波電感產生的感性，但這會大大減小逆變器的等效輸出阻抗，從而 使線路阻抗占主導。為此，再引入虛擬正電阻，從而使逆變器等效輸出阻抗呈阻性并且大于 線路阻抗。由此得到的逆變器輸出阻抗為純阻性，能夠使逆變器輸出的有功和無功功率解 耦，進而通過下垂控制方法使并聯逆變器實現有功功率均分和無功功率均分。
【附圖說明】
[0018]圖1是逆變器孤島運行時的并聯等效電路；
[0019] 圖2是單個單相全橋逆變器主電路；
[0020] 圖3是不加虛擬復阻抗時的電壓電流雙閉環控制框圖；
[0021 ]圖4是逆變器原輸出阻抗的伯德圖；
[0022]圖5是加入了虛擬復阻抗時的電壓電流雙閉環控制框圖；
[0023]圖6為加入虛擬復阻抗時的矢量圖和伯德圖；（a)是加入虛擬復阻抗時的矢量圖； (b)是加入虛擬復阻抗時的伯德圖；
[0024] 圖7是帶負載突變的單相全橋逆變器并聯控制框圖；
[0025] 圖8為采用基于虛擬復阻抗的單相逆變器并聯控制方法下，并聯逆變器穩態運行 時的電流波形圖和電壓波形圖；（a)是采用基于虛擬復阻抗的單相逆變器并聯控制方法下， 并聯逆變器穩態運行時的電流波形圖；（b)是采用基于虛擬復阻抗的單相逆變器并聯控制 方法下，并聯逆變器穩態運行時的電壓波形圖；
[0026] 圖9是采用基于虛擬復阻抗的單相逆變器并聯控制方法下，并聯逆變器穩態運行 時兩逆變器之間的環流波形圖；
[0027] 圖10是采用基于虛擬復阻抗的單相逆變器并聯控制方法下，并聯逆變器穩態運行 時兩逆變器輸出有功功率波形圖；
[0028] 圖11是采用基于虛擬復阻抗的單相逆變器并聯控制方法下，并聯逆變器穩態運行 時兩逆變器輸出無功功率波形圖。
【具體實施方式】
[0029]下面結合附圖和【具體實施方式】進一步描述本發明。
[0030] 微電網中兩臺逆變器并聯運行的等效電路圖如圖1所示。其中，每臺逆變器的輸出 阻抗與連線阻抗之和為2"2011(1 1=1，2)，每臺逆變器的輸出電壓分別為￡^%(11 = 1，2)，輸 出電流分別為1。11(11=1，2)，兩臺逆變器間環流為工111，公共負載端電壓為1]。20，負載端電 流為I。。
[0031] 逆變器向交流母線注入的功率可表示為 [0034]由于當輸出阻抗與連線阻抗之和為純阻性時，
[0037]分別對上兩式作微分，得到微分形式：
[0038] AQn ?-(U0 /Ζη)(ΑΕαφη +ΕαΑφα+ΑΕηΑφη) (7)
[0039] 由于從數值的大小上來講，相位差灼要遠遠小于幅值Εη，
[0040] 所以，
[0041 ] Α〇η^~(υ〇/Ζη)ΕηΑφη (8)
[0042] 同理，
[0043] ΔΡη^(υ〇/Ζη) ΔΕη (9)
[0044] 因此，Εη變化時，有功和無功都變化;而％變化時，有功不變，無功變化。
[0045] 由此可以看出，當逆變器輸出阻抗為純阻性時，有功功率和無功功率能夠實現解 親。
[0046] 采用本發明控制方法的步驟如下：
[0047] 步驟1:采樣逆變器輸出端電壓和電流，得到逆變器輸出的有功和無功功率；
[0048] 步驟2:利用所得到的有功和無功功率結合下垂控制求出參考電壓幅值和角頻率， 進而合成參考電壓
[0049] 下垂控制公式為
[0051] 式中，ωη為逆變器工作角頻率，為額定角頻率，m為下垂系數，Qn為逆變器輸出 的無功功率，Ε η*逆變器的工作電壓，S〔為額定電壓，η為下垂系數，Pn為逆變器輸出的有功 功率。
[0052] 則合成的參考電壓為
[0053] = ￡'nsimfjJ ( 11 )
[0054] 根據圖2所示的單相全橋逆變器主電路繪制相應的電壓電流雙閉環控制框圖，如 圖3所示。電流內環為電感電流反饋，采用P調節器，K P為電流環的比例系數，這里設為 0.07272。當開關頻率遠高于逆變器輸出的基波頻率時，逆變器可等效為一比例放大環節 Kpwmo
[0055] Kpwm=Us/Ut (12)
[0056] 式中，Us為直流母線電壓，這里設為350V;Ut為三角載波的電壓幅值，這里設為IV。 因此，Kp碰為350〇
[0057] 電壓外環為輸出電壓反饋，采用ΡΙ調節器，KVP為電壓環的比例系數，這里設為 0.05 ;KV1為電壓環的積分系數，這里設為200。
[0058] 采用SPWM調制逆變器的輸出電壓會在開關頻率處產生諧波，因此必須設計控制效 果良好的濾波器，采用LC濾波器是一種較好的選擇。LC濾波器設計的一般原則如式(13)、式 (14)所示。
[0059] 10fn^fc^fs/10 (13)
[00611式中，fc為LC濾波器的諧振頻率;fn為調制波頻率即逆變器交流側基波頻率;f s為 SPWM的載波頻率。基于以上原則，取濾波電感Lf為3mH，濾波電容Cf為9.259μΗ。
[0062] 根據圖2所示的電壓電流雙閉環控制框圖可得出相應的傳遞函數，如式(15)所示。
[0063] u0 = Ginv(s)uref-Z(s)i。 （15)
[0064] 式中，GInv(s)和Z(s)分別為電感電流反饋控制下逆變器的閉環傳遞函數和等效輸 出阻抗，u。為逆變器的輸出電壓，i。為逆變器的輸出電流，iw為逆變器的參考電壓。
[0067] 由此傳遞函數可繪制相應的輸出阻抗的伯德圖，如圖4所示。
[0068] 圖中可以看到，由于濾波電感的存在使得逆變器的輸出阻抗在基頻處偏感性，但 不是純感性。
[0069] 步驟3:如圖5所示，在逆變器輸出電流和參考電壓信號間串入一個逆變器虛擬復 阻抗Z vir(s)，使逆變器等效輸出阻抗由原來的Z(s)變為Zv(s)，將逆變器虛擬復阻抗Zvir(s) 等效為下垂系數，使逆變器輸出電流通過虛擬復阻抗Z vir(s)反饋到的逆變器輸出電壓參考 上，其過程為將逆變器輸出電流與虛擬復阻抗做乘法，再在逆變器輸出參考電壓中減去 此乘積，得到修正后的逆變器輸出電壓參考信號uref;
[0070]所述虛擬復阻抗，其表達式如式(18)所示。
[0072] 虛擬復阻抗由虛擬正電阻和虛擬負電感相加得到，式中的低通濾波器用于濾除高 頻諧波，其截止頻率為《V;R V為虛擬電阻值;Lv為虛擬電感值，前面取負號表示為虛擬負電 感;s為復變參量。
[0073] 步驟4:將上述修正后的逆變器輸出電壓參考信號uref與逆變器輸出電壓u。的反饋 信號相減后，經過逆變器電壓環的比例積分控制器(PI)調節得到電流環參考信號iref;將電 流環參考信號i ref與電感電流反饋信k相減后，經過逆變器電流環的比例控制器(P)調節， 得到所述逆變器的調制信號；
[0074]引入虛擬復阻抗后，根據圖5所示的電壓電流雙閉環控制框圖可得出相應的傳遞 函數，如式(19)所示。
[0076] 即引入虛擬阻抗后逆變器的等效輸出阻抗為
[0077] Zv(s) =Glnv(s)Zvir(s)+Z(s) (20)
[0082] 基頻處等效輸出阻抗為
[0083] 取電阻Rv= 1.1145 Ω，電感Lv = 4.85mH。
[0084] Z( j ω ) ^Ζ?ην( j ω )-(〇. 2475+jl.484) + (1.105-j0.067) (24)
[0085] 由此可繪制相應的矢量圖，如圖6(a)所示。首先以縱軸為虛數、橫軸為實數繪制一 個正交坐標系，然后繪制原輸出阻抗相應的向量，即圖6(a)中的向量Z;再繪制改變量所對 應的向量，即繪制所減去的感性稍弱于原輸出阻抗的偏感性阻抗，此阻抗稍小于原輸出阻 抗，即圖6 (a)中的向量Zviri，由于是減去此阻抗，因此取反向，即為圖6(a)中的向量Z' Viri;然 后再繪制圖6 (a )中的向量Zvir2。應用矢量合成的方法將向量Z' virl和向量Zvir2進行合成，即 為Zvir，這里的Zvir就是改變量所對應的向量;最后，應用矢量合成的方法將向量Z和向量Z vir 進行合成，即圖6(a)中的向量Zv。這里的向量Zv即為加入虛擬復阻抗后，逆變器基頻處的等 效輸出阻抗所對應的向量。
[0086]由圖6(a)可以清晰地看到，加入虛擬復阻抗后，逆變器基頻處的等效輸出阻抗小 于原輸出阻抗，且基本為純阻性。
[0087]此結論能夠在圖6(b)相應的伯德圖中得到驗證。圖中，Z為逆變器原輸出阻抗;Zv 為加入虛擬復阻抗后的逆變器等效輸出阻抗。
[0088] 步驟5:將得到的逆變器調制信號經拉普拉斯逆變換得到時域的調制信號，與載波 信號比較，得到逆變器需要的PWM信號。PWM信號驅動逆變器的功率開關管，最終得到所需的 逆變器輸出電壓。
[0089] 為觀察加入虛擬復阻抗后，兩個逆變器并聯運行的情況，如圖7所示。
[0090] 1、在0.1s時閉合開關，即負載由20Ω-10Ω ;
[0091] 2、在0.2s時突減幅值20V的電壓；
[0092] 3、在0.3s時突加0.2rad/s的角頻率。
[0093] 圖8是采用基于虛擬復阻抗的單相逆變器并聯控制方法下，并聯逆變器穩態運行 時的電壓和電流波形圖。由圖可以看到，當0.1s時負載突變，系統能夠維持輸出端電壓基本 不變，電流近似變為原來的兩倍。
[0094] 圖9是此控制方法下并聯逆變器穩態運行時兩逆變器之間的環流波形圖。由圖可 以看到，兩逆變器間的環流非常小。
[0095] 圖10是此控制方法下并聯逆變器穩態運行時兩逆變器輸出有功功率波形圖。由圖 可以看到，兩逆變器的有功功率能夠實現均分，并且在〇.2s時突減幅值20V的參考電壓，使 得有功功率降低;在〇. 3s時突加0.2rad/s的角頻率，有功功率基本不變。這表明，逆變器等 效輸出阻抗為純阻性時，有功功率和無功功率能夠實現解耦。
[0096] 圖11是此控制方法下并聯逆變器穩態運行時兩逆變器輸出無功功率波形圖。由圖 可以看到，兩逆變器的無功功率能夠實現均分，并且在〇.2s時突減幅值20V的參考電壓，無 功功率基本不變。這同樣表明，逆變器等效輸出阻抗為純阻性時，有功功率和無功功率能夠 實現解耦。
[0097] 與現有虛擬阻抗策略總是加大了原系統阻抗不同，本發明提出"虛擬復阻抗"的控 制策略:采用"虛擬負電感"抵消系統阻抗中的感性成分，降低功率耦合;采用虛擬正電阻使 逆變器的等效輸出阻抗呈阻性，并減小線路阻抗對系統的影響。
[0098] 在本說明書的描述中，參考術語"一個實施例"、"一些實施例"、"示意性實施例"、 "示例"、"具體示例"、或"一些示例"等的描述意指結合該實施例或示例描述的具體特征、結 構、材料或者特點包含于本發明的至少一個實施例或示例中。在本說明書中，對上述術語的 示意性表述不一定指的是相同的實施例或示例。而且，描述的具體特征、結構、材料或者特 點可以在任何的一個或多個實施例或示例中以合適的方式結合。
[0099]盡管已經示出和描述了本發明的實施例，本領域的普通技術人員可以理解:在不 脫離本發明的原理和宗旨的情況下可以對這些實施例進行多種變化、修改、替換和變型，本 發明的范圍由權利要求及其等同物限定。
【主權項】
1. 一種基于虛擬復阻抗的單相逆變器并聯控制方法，其特征在于，所述虛擬復阻抗由 虛擬負電感和虛擬正電阻所組成。主要步驟如下： 步驟1，采樣逆變器輸出端電壓和電流，得到逆變器輸出的有功和無功功率； 步驟2,利用所得到的有功和無功功率結合下垂控制求出參考電壓幅值和角頻率，進而 合成參考電壓； 步驟3，在逆變器輸出電流和參考電壓信號間串入一個逆變器虛擬復阻抗c，使逆變器 等效輸出阻抗由原來的Z(S)變為Zv(S)，將逆變器虛擬復阻抗Zvir(S)等效為下垂系數，使逆 變器輸出電流通過虛擬復阻抗Z vir(S)反饋到的逆變器輸出電壓參考上，其過程為將逆變器 輸出電流與虛擬復阻抗做乘法，再在逆變器輸出參考電壓中減去此乘積，得到修正后的 逆變器輸出電壓參考信號Urrf ; 步驟4,將上述修正后的逆變器輸出電壓參考信號Uref與逆變器輸出電壓U。的反饋信號 相減后，經過逆變器電壓環的比例積分控制器PI調節得到電流環參考信號iref;將電流環參 考信號iref與電感電流反饋信k相減后，經過逆變器電流環的比例控制器P調節，得到所述 逆變器的調制信號； 步驟5,將得到的逆變器調制信號經拉普拉斯逆變換得到時域的調制信號，與載波信號 比較，得到逆變器需要的PWM信號;PWM信號驅動逆變器的功率開關管，最終得到所需的逆變 器輸出電壓。2. 權利要求1所述的一種基于虛擬復阻抗的單相逆變器并聯控制方法，其特征在于，虛 擬復阻抗，其表達式為：虛擬復阻抗由虛擬正電阻和虛擬負電感相加得到，式中的低通濾波器用于濾除高頻諧 波，其截止頻率為ω v;Rv為虛擬電阻值;Lv為虛擬電感值，前面取負號表示為虛擬負電感;s 為復變參量。3. 權利要求1所述的一種基于虛擬復阻抗的單相逆變器并聯控制方法，其特征在于，所 述步驟3中，使逆變器等效輸出阻抗由原來的Z(S)變為Z v(S)的具體過程為:首先以縱軸為 虛數、橫軸為實數繪制一個正交坐標系，然后繪制原輸出阻抗相應的向量Z(s);再繪制改變 量所對應的向量;應用矢量合成的方法將原輸出阻抗相應的向量與改變量所對應的向量進 行合成，合成后所得的向量即為加入虛擬復阻抗Z vir(S)后逆變器等效輸出阻抗所對應的向 量Zv(S)。
【文檔編號】H02M7/5387GK106026744SQ201610330309
【公開日】2016年10月12日
【申請日】2016年5月18日
【發明人】劉國海, 姜宇珺, 陳兆嶺, 姜宇琦
【申請人】江蘇大學