一種模塊化多電平變流器的分層控制方法
【專利摘要】本發明提出了一種模塊化多電平(MMC)變流器的分層控制方法，在現有電壓電流和子模塊控制方法的基礎上疊加電流注入環流抑制結構、子模塊電容電壓紋波抑制結構和預測復合電壓頻率幅值恢復控制方法，分層控制分為內環基礎控制和外環優化控制，適用于半橋子模塊、全橋子模塊和混合子模塊多電平電路。內環控制包括電壓電流環控制、子模塊電容電壓紋波控制和環流注入抑制控制等結構，外環控制包括下垂控制和預測復合控制等結構。其中，環流注入抑制控制、子模塊電容電壓紋波控制和預測復合控制方法為本發明所提出。發明的控制方法有助于提高系統在不同負載工況下的穩定性，改善直流輸電系統輸出電壓和功率質量，降低模塊化多電平輸電系統的投資成本，提高輸電系統的抗干擾能力和快速響應能力。
【專利說明】
一種模塊化多電平變流器的分層控制方法
技術領域
[0001] 本發明涉及一種電力系統領域的模塊化多電平變流器的分層控制方法。
【背景技術】
[0002] 近年來，隨著能源危機和環境污染等問題的日益嚴峻，世界各國正在大力開發和 利用清潔能源。模塊化多電平變流器(Module Multilevel Converter，MMC)技術自誕生以 來，以其更好的輸出電壓質量，更高的電容量，更好的電磁兼容性和更好的容錯能力等特性 而廣受關注。不同國家的研究人員相繼進行了相關主電路、控制電路和電參量優化輸出等 方面的研究，同時，由于這種變換器采用高度的模塊化結構，具備很強的可擴展性，因此被 廣泛用來進行柔性直流輸電。
[0003] 然而，模塊化多電平變流器中的環流值是由其自身拓撲結構和控制方法決定的， 無法完全消除，如果環流值過大就會引起系統過熱，器件損壞和功率損失等問題，因此環流 抑制能夠有效提高變流器傳輸效率和使用壽命。發明公布號為CN104319801A的專利提出了 一種模塊化多電平換流器橋臂環流控制方法，采集全部橋臂電流的瞬時值和對應相上下橋 臂的平均值作為反饋，經過比例諧振(Proportional Resonant，PR)控制器調節后作為補償 值對相應橋臂環流進行控制，這種方法無需采集三相交流電壓，但相應的也沒有考慮對電 容電壓的控制。電容電壓控制同樣是模塊化多電平變流器的基礎控制環節之一。授權公告 號為CN103532419B的專利提出了一種模塊化多電平換流器的模塊電容電壓均壓控制方法， 需要對電壓值進行排序和評估，然后判斷需要投切的子模塊，這種方法耗費了大量計算工 作，同時子模塊電容電壓紋波的問題沒有涉及。在能量均衡方面，下垂控制在很多專利中都 有提到，授權公告號為CN104092249B的專利提出了一種適用于低壓微網的改進型下垂控制 方法，在電壓電流環中加入一種新的虛擬阻抗的設計，能夠有效避免高頻諧波噪聲對微源 輸出電能質量的影響，但是這種方法軟件計算量較大，控制結構相對較為復雜。
[0004] 綜上所述，現有的模塊化多電平變流器環流控制方法相對較少，而提出環流控制 的專利對于其它參量(例如：電壓、電流和功率等)的控制更少。在子模塊電容電壓平衡控制 問題上，大部分專利針對電容電壓本身進行調節，對于電容電壓紋波的抑制沒有提及。功率 均衡方面，下垂控制不足以實現頻率幅值恢復，有必要提出一種改進型控制方法，進一步完 善控制結構。因此，目前有必要研究一種依靠自身系統閉環控制的模塊化多電平變流器分 層控制方法，既可以不增加額外的硬件消耗，又能夠實現可靠的環流和子模塊電容電壓紋 波控制以及功率均衡，可廣泛應用于直流輸電系統中。

【發明內容】

[0005] 本發明要解決的技術問題是，克服現有技術的不足，提出一種模塊化多電平變流 器分層控制方法，適用于半橋（Half Bridge)、全橋（Full Bridge)和混合（Mixture Bridge)子模塊電路。本發明僅通過內部閉環控制策略可以實現對系統環流、子模塊電容電 壓紋波的抑制控制和電壓頻率幅值恢復。此外，無需額外硬件控制，即可以實現改善直流輸 電系統電容電壓的電能質量，降低模塊化多電平輸電系統的投資成本，提高系統的抗擾動 能力和短時故障運行功能。
[0006] 為解決上述技術問題，本發明所采用的具體技術方案為：
[0007] -種模塊化多電平變流器的分層控制方法，包括輸入直流電源，所述直流源與模 塊化多電平變流器相連，輸出通過LCL型濾波器接負載。三相模塊化多電平變流器包括三相 串有子模塊的橋臂，橋臂分為上橋臂和下橋臂，上下橋臂可以由半橋、全橋和混合子模塊構 成，上下橋臂結構對稱，中間通過各自的電感連接到中性輸出點，半橋臂子模塊數為η個，單 相全橋臂子模塊數為2η個。其中，每個子模塊包括兩個串聯的IGBT半導體器件，含有旁路反 向二極管和一個與串聯的IGBT相并聯的電容。中性點經濾波器輸出后接負載運行，相應的 IGBT均受觸發信號控制其開關狀態。
[0008] 本發明提供的分層控制結構分為內環基礎控制和外環優化控制。其中，內環控制 包括電壓環控制、電流環控制、環流抑制控制和子模塊電容電壓紋波控制等結構，主要功能 是實現橋臂電壓穩定，子模塊電容電壓平衡以及環流抑制等。外環控制包括下垂控制和預 測復合控制等結構，主要功能是執行功率均分，主電路電壓穩定，恢復頻率和電壓跌落以及 抑制電壓諧波等。
[0009] 本發明提供的子模塊電容電壓紋波控制結構為電壓和橋臂電流閉環反饋控制，選 擇每個輸出三相電壓作為反饋控制的輸入量，利用參考值電壓Vref減去實際電壓值VLij，其 中i=a，b，c，j = l，2......2n，計算偏差為eij，其值經過比例積分諧振(PIR)控制，輸出值取平 均分別與環流注入控制的輸出量占空比偏差A dcir相加，輸出上下橋臂的占空比調制信號。 其中環流注入控制的輸入量為相應相的環流，其值由上下橋臂電流ipi，ini相加取平均值得 到，其中P，n分別代表上下橋臂。整個子模塊電容電壓紋波控制結構的調節輸出值作為脈沖 寬度調制(PWM)發生模塊的一個控制參量值，完成子模塊電容電壓紋波閉環控制。
[0010] 本發明提出的模塊化多電平變流器環流注入控制為環流輸入-偏差輸出的閉環反 饋控制，選擇每相電路的環流iciri作為反饋控制的輸入量，其中i = a，b，c，將輸入量經過dq 變換與參考值比較，理論上希望系統環流為零，因此，參考值給定為icircUrrfzOJcirq+rrfi 〇，相應偏差值ecird，ec；irq通過PIR控制結構并考慮到輸出電感量2 ω 〇L相加減，輸出值 Vcird+ref，Vcirq_ref經過dq逆變換輸出占空比偏差Δ dciri。整個環流注入控制的調節輸出值作 為電容電壓紋波控制結構的部分輸入量完成內部控制。
[0011] 本發明提供的預測復合控制和下垂控制結構共同作為并列于內環控制的外部控 制結構。下垂控制已有較多的專利發明提及，本發明主要闡述提出的預測復合控制的功能 原理。相應的控制結構根據下垂控制的輸出量電壓幅值Ε-ρ,ω-ρ首先進行二次調節，通過 ΡΙ結構和Gse。控制反饋調節。與此同時，針對過去每季度和每天的相關數據對電壓幅值和相 位的變動進行預測性估計，計算結果為每小時的變動偏差匕^?^對下垂控制輸出量進行 恢復。整個預測復合控制結構調節輸出值作為電壓環控制結構的部分輸入量，主要針對電 壓幅值和頻率跌落進行反饋控制。
[0012] 與現有技術相比，本發明的有益效果為：
[0013] 1、本發明提出一種模塊化多電平變流器的分層控制方法，在傳統子模塊電容電壓 平衡控制的基礎上，提出了內環基礎控制（電壓環、電流環、環流注入和電容電壓紋波控制） 和外環優化控制(下垂控制和預測復合控制），實現了更為有效可靠的系統平衡穩定運行。
[0014] 2、本發明適用于包括半橋、全橋和混合子模塊橋臂電路，僅需改變調制方式，即能 實現針對性控制，有利于實際工程應用。
[0015] 3、本發明提出的環流控制和電容電壓紋波控制方法無需進行添加額外的軟件工 作和硬件設備即可實現更加穩定的電壓控制，降低了成本，并且本方法對于環流抑制和子 模塊電容電壓平衡穩定具有有效調節的作用。
[0016] 4、本發明提出預測復合控制，可以實現輸出電壓頻率和幅值的快速恢復，抵抗外 部擾動，保障輸出電壓質量，提高頻率跌落和負載波動的適應能力。可以有效且穩定的實現 不同負載條件運行，增強系統的動態和穩態性能。
[0017] 5、提出的控制策略具有可擴展性，適用于多種應用場合和多種控制需求。
【附圖說明】
[0018] 圖1為模塊化多電平變流器內部結構和子模塊構成結構圖（三相橋臂分別由半橋 (Half Bridge)、全橋(Full Bridge)和混合(Mixture Bridge)子模塊構成，但不僅限于這 種結構）；同時包括模塊化多電平變流器、電源、濾波器和負荷等裝置構成的輸電拓撲結構；
[0019] 圖2為模塊化多電平變流器分層控制結構框圖；
[0020] 圖3為本發明的第一級的模塊化多電平變流器子模塊電容電壓紋波控制結構框 圖；
[0021] 圖4為本發明的第二級的模塊化多電平變流器環流注入控制結構框圖；
[0022] 圖5為本發明的第三級的模塊化多電平變流器預測型復合控制結構框圖；
[0023]圖6為加入了平衡負載跳變的紋波控制中子模塊電容電壓波形圖：（a)為調制相位 互補子模塊的電容電壓波形圖；（b)為調制相位相同的子模塊電容電壓波形圖；
[0024] 圖7為加入了平衡負載跳變的環流注入控制中上下橋臂電流和環流波形圖：（a)為 a相上橋臂和下橋臂電流波形圖；（b)為a相環流波形圖；
[0025] 圖8為加入了平衡負載跳變的預測復合控制中電壓幅值和頻率恢復波形圖：（a)為 電壓幅值恢復波形圖；（b)為電壓頻率恢復波形圖；
[0026] 圖9為加入了不平衡負載跳變(單相負載跌落)的紋波控制中子模塊電容電壓波形 圖：（a)為調制相位互補子模塊的電容電壓波形圖；（b)為調制相位相同的子模塊電容電壓 波形圖；
[0027] 圖10為加入了不平衡負載跳變(單相負載跌落）的環流注入控制中上下橋臂電流 和環流波形圖：（a)為a相上橋臂和下橋臂電流波形圖；（b)為a相環流波形圖；
[0028] 圖11為加入了不平衡負載跳變(單相負載跌落）的預測復合控制中電壓幅值和頻 率恢復波形圖：（a)為電壓幅值恢復波形圖；（b)為電壓頻率恢復波形圖；
【具體實施方式】
[0029] 下面結合附圖對本發明的實施方法作詳細說明：本實施方法在以本發明技術方案 為前提的條件下進行實施，給出了詳細的實施方式和具體的操作過程，但本發明的保護范 圍不限于下述的實施例。
[0030]如圖1所示為模塊化多電平變流器電能變換輸送電路拓撲結構。該輸電系統將模 塊化多電平變流器和負載通過LCL濾波器連接，模塊化多電平變流器由三相橋臂構成，每個 橋臂串有2η個子模塊，在變流器電壓電流輸出位置串有電感器。子模塊電容電壓相對應的 有6η個，對應于全部6η個子模塊有12η個觸發信號連接到每個子模塊內串聯的IGBT器件的 門極位置，起到開斷開關作用。觸發信號由PWM模塊產生，不僅起到調制作用，還可以起到閉 環反饋控制的作用，平衡子模塊電容電壓。
[0031] 如圖2所示為模塊化多電平變流器分層控制框圖，包括內環基礎控制和外環優化 控制。其中內環基礎控制包括電壓環控制、電流環控制、環流注入控制和電容電壓紋波控制 等結構。外環優化控制包括下垂控制和預測復合控制等結構。在控制結構框圖中，分別標注 了不同位置的采集輸入量，包括1、三相輸出電流^，^丄。，2、三相輸出電壓^，^，％。，3、 逆變器側輸出電流iL a，iLb，kc，（變換后為kd，iu)，4、有功和無功功率P，Q，5、上下橋臂電流 ipa，ipb，ip。，ina，inb，in。，6、預測估計電壓幅值和角頻率Eest，ωest。分層控制模塊最終輸出調 制信號參量u pa, b, c，una, b, c，dpa, b, c，dna, b, c，通過PWM調制輸出模塊輸出3路共12n個IGBT觸發信 號。
[0032] 如圖3所示為模塊化多電平變流器子模塊電容電壓紋波控制結構圖。相應的輸入 輸出控制參量，已經在圖中具體標出。選擇每個輸出三相電壓作為反饋控制的輸入量，利用 參考值電壓V ref減去實際電壓值vLi j，其中i = a，b，c，j = 1，2……2n，計算偏差為eij，其值經 過PIR控制，輸出值取平均分別與環流注入控制的輸出量占空比偏差△ dcir相加，輸出上下 橋臂的占空比調制信號。其中環流注入控制的輸入量為相應相的環流，其值由上下橋臂電 流i pi，ini相加取平均值得到，其中p，n分別代表上下橋臂。具體計算公式以a相為例，輸出電 流iu和環流別為
[0033] iLa=ipa-ina (1)
[0034] icira = 0.5(iPa+ina) (2)
[0035] 逆變器側a相輸出電壓為
[0038]三相負載為阻性負載，vLa = RiLa，考慮到占空比dP,n和子模塊電容電壓vcp, n，相應的 公式可以推導為
[0046] 由公式(9)可以看出環流成分icir和調制占空比之間存在特定的關系，因此可以通 過控制環流來控制調制電壓。值得一提的是，環流成分主要為2次，很多相關文獻都提到過， 后面環流注入部分即以2次環流為主要研究對象。
[0047] 如圖4所示為模塊化多電平變流器環流注入結構框圖。選擇每相電路的環流i"ri 作為反饋控制的輸入量，其中i =a，b，c，將輸入量經過dq變換與參考值比較，理論上希望系 統環流為零，因此，參考值給定為icdrd+rrf = 0，= 0，相應偏差值ecdrd，ecdrq通過PIR控 制結構并考慮到輸出電感量2 ω 〇L相加減，輸出值Vcird_ref，Vcirq_ref經過dq逆變換輸出占空比 偏差Δ dcdri。這部分內容具體計算公式如下
[0048]子模塊電容電壓計算公式為
[0053] 重新排列公式（10)、（11)和（12)，考慮環流icira=Idc+iz可得下式
[0058] 當直流母線電壓和負載電阻值恒定且注入環流值一定時，即表示出電容電壓vcpa 和調制占空比dpa間的關系，進而控制電容電壓紋波。
[0059]如圖5所示為模塊化多電平變流器預測復合控制結構框圖。相應的控制結構根據 下垂控制的輸出量電壓幅值Edrop，COdrcip首先進行二次調節，通過PI結構和Gse。控制反饋調 節。與此同時，針對過去每季度和每天的相關數據對電壓幅值和相位的變動進行預測性估 計，計算結果為每小時的變動偏差Ε^，ω^對下垂控制輸出量進行恢復。具體計算公式為
[0060] 下垂控制計算公式為
[0061] ω = ω*-ΚΡ(Ρ-Ρ*) ,E = E*-Kq(Q-Q*) (16)
[0063] ω和E表示實際輸出電壓的頻率和幅值，ω*和E*表示參考頻率和電壓，P*和Q*是 有功和無功功率參考值，孤島模式下一般設為零。KjPKq是下垂系數。瞬時功率通過截止頻 率為ω。的低通濾波器輸出實際有功和無功功率。
[0064] 預測復合控制結構計算公式為
[0065] 〇com=kPf( ω*+ω est- ^ )+kif/(?*+ ^ est- ^ )dt (18)
[0066] Ecom = kpe ( E*+Eest-E ) +kie/ ( E^+EesfE ) dt (19)
[0067] kpf，kif，kpe，和kie是電壓頻率和幅值跌落控制PI補償器的控制參數。ω c;。m和E_是 預測復合控制電壓頻率和幅值反饋
[0070] 其中，h為每季度天數，vqua和coqua為每季度每天電壓幅值和頻率平均值，Vdajp ω day為每天每小時電壓幅值和頻率值。
[0071] 由說明書附圖5可知，頻率ω推導公式為
[0076]下垂控制和預測復合控制結構具備電壓頻率和幅值快速恢復能力，具有良好的擾 動抵抗能力。另外，較高的kpf可以提高系統快速響應特性，但是，如果kpf值太大將會導致系 統不穩定。基于這種原因，選擇k pf值時，應該綜合考慮系統的動態特性和穩態性能。
[0077]如圖6所示為加入了平衡負載跳變的紋波控制中子模塊電容電壓波形圖，其中圖6 (a) 為a相調制相位互補子模塊的電容電壓波形圖，ui、U2代表子模塊一和子模塊二電容電 壓，從圖中可以看出互補相位的子模塊電容電壓穩定交替波動，圍繞給定400V電壓值波動 范圍不超過4V，負載躍變后波動范圍不超過10V且調節穩定時間小于0.5s;圖6(b)為調制相 位相同的子模塊電容電壓波形圖，Ul、U3代表子模塊一和子模塊三電容電壓，電壓控制效果 穩定，重合程度很高，電壓差值不超過0.1 V。表明本發明提出方法具備很好的子模塊電容電 壓紋波平衡控制能力。
[0078]如圖7所示為加入了平衡負載跳變的環流注入控制中上下橋臂電流和環流波形 圖，其中圖7(a)為a相上橋臂ipa和下橋臂ina電流波形圖，上下橋臂電流穩定交替變化；圖7 (b) 為a相環流icir波形圖，可以看出，相應環流值波動和閃變幅值很小，初始值為±1A，負載 跳變后，其值穩定在±2A。表明本發明提出環流控制方法具備很好的環流抑制控制能力。 [0079]如圖8所示為加入了平衡負載跳變的預測復合控制中電壓幅值和頻率恢復波形 圖，其中圖8(a)為電壓幅值恢復波形圖；圖8(b)為電壓頻率恢復波形圖，可以看出最初系統 穩定時間約為0.25s，加入負載跳變后復合控制都能逐漸恢復跌落的電壓頻率和幅值，并且 迅速達到穩定，恢復電壓幅值0.017V和電壓頻率0.12Hz，同時恢復時間少于0.25s。表明本 發明提出預測復合控制方法具備很好的電壓頻率和幅值跌落恢復能力。
[0080]如圖9所示為加入了不平衡負載跳變(單相負載跌落)的紋波控制中子模塊電容電 壓波形圖，其中圖9(a)為調制相位互補子模塊的電容電壓波形圖，m、u2代表子模塊一和子 模塊二電容電壓，從圖中可以看出互補相位的子模塊電容電壓穩定交替波動，對于抵抗單 相負載跌落具有良好的效果，圍繞給定400V電壓值波動范圍不超過5V且調節穩定時間小于 0.5s;圖9(b)為調制相位相同的子模塊電容電壓波形圖，U1、U3代表子模塊一和子模塊三電 容電壓，電壓控制效果穩定，重合程度很高，電壓差值不超過0.1 V。表明本發明提出方法針 對單相負載跌落工況依然具備很好的子模塊電容電壓紋波平衡控制能力。
[0081] 如圖10所示為加入了不平衡負載跳變(單相負載跌落）的環流注入控制中上下橋 臂電流和環流波形圖，其中圖10(a)為a相上橋臂i pa和下橋臂ina電流波形圖，上下橋臂電流 穩定交替變化;圖10(b)為a相環流波形圖，可以看出，由于單相負載跌落，相應環流值波 動上下限不在對稱，但是波動幅值同樣很小。表明本發明提出環流控制方法針對單相負載 跌落工況依然具備很好的環流抑制控制能力。
[0082] 如圖11所示為加入了不平衡負載跳變(單相負載跌落）的預測復合控制中電壓幅 值和頻率恢復波形圖，其中圖11(a)為電壓幅值恢復波形圖；圖11(b)為電壓頻率恢復波形 圖，可以看出加入單相負載跳變對于電壓幅值和頻率影響較大，具有一定的調節范圍，但是 復合控制同樣能逐漸恢復跌落的電壓頻率和幅值，電壓幅值偏差不超過0.1 V，頻率偏差不 超過0.04Hz。表明本發明提出預測復合控制方法針對單相負載跌落工況依然具備很好的電 壓頻率和幅值跌落恢復能力。
[0083]最后應當說明的是：以上所述僅為本發明的【具體實施方式】而非對其限制，盡管參 照上述實例對本發明進行了詳細的說明，本領域的技術人員應當理解:在閱讀本申請說明 書后技術人員依然可以對本發明的【具體實施方式】進行修改、替換和改變，但這些修改或變 更均未脫離本發明申請待批的權利要求保護范圍之內。
【主權項】
1. 一種模塊化多電平變流器的分層控制方法，所述控制方法基于模塊化多電平變流器 主電路，包括輸入直流電源，直流源與模塊化多電平變流器相連，輸出通過LCL型濾波器接 負載，負載類型包括三相平衡負載和單相跌落負載，仿真過程添加負載階躍變化驗證所發 明方法的有效性。2. 根據權利要求1所述的分層控制方法，其特征在于包括內環基礎控制和外環優化控 制等兩層結構。3. 根據權利要求2所述的分層控制方法，其中內環控制包括電壓環控制、電流環控制、 環流抑制控制和子模塊電容電壓紋波控制等結構;外環控制包括下垂控制和預測復合控制 等結構。4. 根據權利要求3所述的內環和外環控制方法，其特征在于內環實現橋臂電壓穩定，子 模塊電容電壓平衡以及環流抑制等功能;外環實現執行功率均分，主電路電壓穩定，恢復頻 率和電壓跌落以及抑制電壓諧波等功能。5. 根據權利要求3所述的內環和外環控制方法適用于包括半橋、全橋和混合子模塊橋 臂電路，通過改變調制方式，從而實現針對性控制，不僅限于示意給出的三相主電路拓撲。6. 根據權利要求3或4所述，其每級控制方法或步驟如下 (1) 本發明提供的子模塊電容電壓紋波控制結構為電壓和橋臂電流閉環反饋控制，選 擇每個輸出三相電壓作為反饋控制的輸入量，利用參考值電壓Vref減去實際電壓值VLij，其 中i =a，b，c，j = 1，2……2n，計算偏差為eij，其值經過PIR控制，輸出值取平均分別與環流注 入控制的輸出量占空比偏差A dcir相加，輸出上下橋臂的占空比調制信號;其中環流注入控 制的輸入量為相應相的環流，其值由上下橋臂電流i P1，ini相加取平均值得到，其中P，n分別 代表上下橋臂;整個子模塊電容電壓紋波控制結構的調節輸出值作為PWM發生模塊的一個 控制參量值，完成子模塊電容電壓紋波閉環控制。 (2) 本發明提出的模塊化多電平變流器環流注入控制為環流輸入-偏差輸出的閉環反 饋控制，選擇每相電路的環流iciri作為反饋控制的輸入量，其中i = a，b，c，將輸入量經過dq 變換與參考值比較，理論上希望系統環流為零，因此，參考值給定為icircUrrfzOJcirq+rrfi 〇，相應偏差值ecird，ec；irq通過PIR控制結構并考慮到輸出電感量2 ω 〇L相加減，輸出值 Vcird+ref，Vcirq+ref經過dq逆變換輸出占空比偏差Δ dciri ;整個環流注入控制的調節輸出值作 為電容電壓紋波控制結構的部分輸入量完成內部控制。 (3 )本發明提出的預測復合控制和下垂控制結構共同作為并列于內環控制的外部控制 結構；下垂控制已有較多的專利發明提及，本發明主要闡述提出的預測復合控制的功能原 理;相應的控制結構根據下垂控制的輸出量電壓幅值Edrop，ω drap首先進行二次調節，通過PI 結構和Gse。控制反饋調節，與此同時，針對過去每季度和每天的相關數據對電壓幅值和相位 的變動進行預測性估計，計算結果為每小時的變動偏差Ε^，ω^對下垂控制輸出量進行修 復;整個預測復合控制結構調節輸出值作為電壓環控制結構的部分輸入量，主要針對電壓 幅值和頻率跌落進行反饋控制。
【文檔編號】H02M7/49GK106026736SQ201610317685
【公開日】2016年10月12日
【申請日】2016年5月13日
【發明人】韓楊, 趙玉龍, 李自鵬, 楊平, 熊靜琪
【申請人】電子科技大學