100可以是輸入信號12并且因此是分離信號14的頻譜。使 用在等式（1)中限定的諧波信號的以上示例，分離信號14的DC分量通過，如頻譜100所表 示的。然而，輸入信號12中的頻譜100還與在頻率Fi處的一階諧波混頻。產生的頻譜102 是這種混頻的產物。因此，混頻信號22包括頻譜100和頻譜102的分量。這里以及在其它 圖中，頻譜分量被圖示為單獨和重疊的，然而，實際的頻譜將是頻譜100和102的組合。
[0033] 參考圖1和3,頻譜110類似地表示由于輸入信號12與諧波信號26的DC諧波混 頻而產生的混頻信號28的分量。然而，對比圖2,頻譜112相對于圖2的頻譜102具有180 度的相位差。如上所述，諧波信號26的一階諧波從諧波信號20的一階諧波相移180度。諧 波信號26中的該180度相移引起頻譜112中的180度相移。該180度相位差以虛線圖示。
[0034] 圖4和5表示濾波后的混頻信號38和44的頻譜。在一些實施例中，濾波可以是 相應數字化器30和32、濾波器36和42等等的固有的濾波功能。盡管在圖1中圖示的濾波 出現在數字化器36和42之后，但是濾波可以在其它位置執行。例如，一些濾波可以在數字 化前出現。混頻信號22和28可以利用具有接近數字化器30和32的有效采樣率的一半的 截止頻率的低通濾波器進行濾波。濾波器36和42的濾波可以被添加到這種固有的和/或 引起的濾波。
[0035] 在一些實施例中，混頻信號22和28的凈濾波可以導致基本上補充諧波信號20和 26的一階諧波的頻率的大約一半的頻率響應。也就是說，高于頻率Fi/2的給定偏離處的頻 率響應和低于頻率F 1；/2處的給定偏離處的頻率響應可以被相加為一。盡管一已經被用作 示例，但是根據需要可以使用其它的值，諸如用于信號的縮放。此外，上面的示例被描述為 理想的情況。也就是說，所實現的濾波可以具有不同的響應，以計及非理想分量、校準等。
[0036] 在頻率響應的特定示例中，使用上面描述的34GHz的Fi，頻率F/2可以是17GHz。 從DC到16GHz，頻率響應可以是一。從16到18GHz，頻率響應可以從一線性地改變到零，穿 過17GHz處的1/2。
[0037] 圖4中的結果產生的表示濾波后的混頻信號38的頻譜分量包括頻譜100的較低 頻率部分（由頻譜120所示），以及頻譜102的較低頻率部分（由頻譜122所示）。注意到 由于混頻，頻譜122包括頻譜100的較高子頻帶的頻率分量，但是在頻率上是相反的。類似 地，圖5的頻譜分量130和132對應于圖3的頻譜110和112的較低頻率分量。頻譜112 的180度相位關系在頻譜132中被保留。
[0038] 因此，通過諧波混頻，輸入信號12的兩個子頻帶已經被數字化，即使子頻帶的跨 度已經超出與數字化器30和32相關聯的奈奎斯特帶寬。在該實施例中，每個混頻信號，不 論是模擬的、數字的、濾波后的等等，包括輸入信號12的每個子頻帶的分量。也就是說，在 該示例中，從混頻信號22和28到濾波后的數字化混頻信號38和44的每個信號均包括頻 譜100的低頻子頻帶和高頻子頻帶二者。
[0039] 特別地，輸入信號12的子頻帶已經被頻移到處于基帶子頻帶的帶寬內。在一些實 施例中，輸入信號12的每個子頻帶可以被頻移到處于單個子頻帶的帶寬內。然而，根據諧 波信號和子頻帶的數量，每個子頻帶可以不存在于每個混頻信號中。
[0040] 圖6和7表示再混頻信號50和56的頻譜。參照圖1和6,頻譜表示再混頻信號 50。如上所述，濾波后的數字化混頻信號38可以在諧波混頻器46中與諧波信號48混頻， 其中所述諧波信號48在頻率和相位上基本上類似于諧波信號20。因此，圖4的頻譜與DC 分量和一階諧波混頻。
[0041] 頻譜140和142表示來自將圖4的頻譜120和122與DC分量混頻的頻譜。頻譜 144表示將頻譜120與一階諧波混頻的結果。頻譜146和148表示圖4的頻譜122與一階 諧波的混頻。
[0042] 類似地，圖7表示再混頻信號56的頻譜。頻譜150和152表示DC分量與圖5的 頻譜的混頻。頻譜154表示諧波信號54的一階諧波與圖5的頻譜130的混頻。特別地，由 于諧波信號54的一階諧波具有相對180度相移，所以結果產生的頻譜154也具有由虛線表 示的180度相移。
[0043] 圖5的頻譜132還與諧波信號54的一階諧波進行混頻；然而，頻譜132已經具有 180度引起的相移。因此，附加的180度相移導致由頻譜156和158的實線表示的有效的0 度相移。
[0044] 圖8圖示了圖1的重構的輸入信號60的頻譜160。頻譜162和164表示形成頻譜 160的分量子頻帶。頻譜166表示來自針對圖6和7描述的混頻的附加邊頻帶。在該實施 例中，頻譜166可以被濾除；然而，在其它的實施例中，子頻帶可以擴展超過一階諧波頻率 Fi。在這樣的實施例中，從較低頻率子頻帶產生的頻譜166可以通過相消（destructive)組 合被消除。
[0045] 由于對再混頻信號50和56的分量的相對定相，在其原始頻率范圍中的子頻帶相 長（constructively)組合，而在其原始頻率范圍之外的子頻帶被定相成相消組合。參照圖 6-8,當組合時，頻譜140和150相長組合，從而產生了頻譜162。頻譜142和152相消組合， 因為頻譜是180度異相的。因此，在基帶子頻帶內的頻譜中，剩余子頻帶為原始子頻帶。
[0046] 類似地，對于從大約F/2到匕的子頻帶，頻譜146和156相長組合成頻譜164,而 頻譜144和154相消組合。頻譜148和158相長組合成頻譜166 ;然而，頻譜166可以在其 超出期望的輸入頻率范圍時被濾除，在這種情況下，該輸入頻率范圍約小于頻率Fp
[0047] 如頻譜162和164所示，過渡發生在頻率F/2附近。該過渡為以上參照圖4和5 描述的濾波的結果。特別地，頻譜162和頻譜164的斜率是互補的。因此，當頻譜162和 164的頻率分量被組合時，頻譜160的結果產生部分基本上與原始頻率頻譜匹配。
[0048] 因此，通過將輸入信號12與各種諧波信號混頻，輸入信號12的子頻帶可以通過數 字化器的較低帶寬。盡管混頻信號包括重疊子頻帶，由于諧波信號的定相，當按照如上所述 的進行組合時，子頻帶進行相長和相消組合，從而產生輸入信號12的基本準確的表示。
[0049] 圖9-12為圖1的諧波混頻器的示例的框圖。在一些實施例中，混頻器可以被用于 將分離信號14和16與相應的諧波信號20和26進行混頻。在所有端口上可以通過DC和 基帶信號的混頻器可以被用作諧波混頻器。
[0050] 圖9A和9B圖示了諧波混頻器的示例，所述諧波混頻器可以表示上面討論的諧波 混頻器18、24、46和/或52中的任何一個或多個。圖9A圖示了 2路時間交錯開關。圖9B 圖示了N路時間交錯開關。
[0051] 在這些實施例中，開關180和/或181被配置成接收輸入信號182。當使用2路開 關180時，輸入信號182響應于控制信號188而被切換至輸出184和186。當利用N路開關 181時，輸入信號182響應于控制信號188而被切換至輸出184、186、直到第N個輸出187。 例如，開關181可以是三擲開關、四擲開關等，一直到N擲開關，其中N擲開關使得輸入信號 182在每個點或輸出處花費其時間的1/N。由于添加了進一步的路徑和子頻帶，諧波信號的 諧波可以被適當地定相。在一些實施例中，諧波信號的相對相移可以通過由多個子頻帶劃 分的一個周期的時移在相位上分隔開。
[0052] 當脈沖變得與整個時鐘周期相比更短時，諧波組成變得更加豐富。例如，對于兩路 或三路開關，零階諧波（DC)和一階諧波被使用。對于四路或五路開關，零階諧波、一階諧波 和二階諧波可以被使用。對于六路或七路開關，零階諧波、一階諧波、二階諧波和三階諧波 可以被使用。隨著N的增加，脈沖變得更窄，從而產生更為豐富的諧波組成。控制信號188 可以是具有一階諧波的基頻或者上面描述的其它適當的諧波頻率的信號。
[0053] 輸入信號182的所有頻帶通過所有路徑，即至每個輸出路徑（例如，184、186、直到 第N個輸出187)。
[0054] 例如，參照開關180,控制信號188可以是具有基頻34GHz的方波。作為切換的結 果，輸出184將在控制信號的一半周期期間接收輸入信號182,并且將在相反的半個周期期 間近似為零。實際上，輸出184為輸入信號182乘以在0和1之間以34GHz振蕩的方波。這 種方波可以由等式（3)表示。
[0056] 等式（3)為這種方波的泰勒級數展開式。DC和前兩個諧波被列出。這里，FiS 34GHz。盡管分量的幅度不同，但等式（1)和（3)包括相似的諧波。
[0057] 輸出186類似于輸出184 ;然而，在輸入信號182被路由至輸出186的時間段相對 輸出184被反轉。效果是再次類似于將輸入信號182與由等式（4)定義的方波相乘。
[0059] 類似于等式（3)，等式（4)類似于如在以上等式（2)中描述的諧波信號。因此，開 關180的切換的相乘效果是基本上類似于上面描述的分離信號與諧波信號的混頻。另外， 在該示例中，開關能夠充當分離器10和諧波混頻器18和24二者。然而，在其它的實施例 中，開關180可以是單刀單擲開關，并且充當單個諧波混頻器。
[0060] 盡管DC分量和一階諧波的相對幅度不同，但這種不平衡可以通過適當路徑中的 補償濾波器進行校正。例如，上面描述的在頻率F/2和頻率匕之