在這種情況下，通過這兩個線圈的旋轉角的變化，甚至不能到達任何零信號。因此，部分使用在WO 2012/104086 Al中描述的方法，也使該申請的內容成為本發明的主題。基本上，兩個傳輸線圈的線圈電流相對于彼此被調節，使得在接收線圈內不出現任何輸出信號。為此，傳輸信號的相位被分成兩個部分區域，這兩個部分區域的振幅彼此單獨被調節。
[0048]在本文描述的本發明中，與在WO 2012/104086 Al中一樣，使用用于產生零信號的基本上相同的調節算法，但是與WO 2012/104086 Al的不同之處在于，調節傳輸線圈的電流，在本文中，通過不同的方式實現接收線圈的零輸出信號。
[0049]以下考慮是其起始點:
[0050]傳輸線圈的交變磁場在金屬物體內生成渦流，并且這些渦流反過來生成由接收線圈接收的磁場。在根據圖la、圖lb、圖4描述的傳感器設置中，印刷線圈的金屬環境(外殼
1.1)相應地產生大渦流以及由其引起的二次磁場。這反過來在接收線圈2.7中生成相對較強的電流，可以相應地估計這些電流。
[0051]為獲得盡可能為正弦的輸出信號，根據圖2，通過與接收線圈2.7并聯的諧振電容器2.8形成諧振是有用的。在這種情況下，即使這些電流沒有正弦圖案，相反的電流也可以容易地補償通過二次磁場引起的電流。調節相反電流的振幅，使得接收線圈2.7或下游的前置放大器2.15不提供任何時鐘同步輸出信號2.25。
[0052]根據圖6，在存在金屬時，在接收線圈2.7內出現傳輸時鐘同步電流信號Ip其目標在于，使這個接收信號完全地并且持續地成為“O”。為此，將彼此可單獨地調節的兩個電流12和13饋送給接收線圈2.7。圖6用符號示出了這個步驟。為了簡化，僅考慮到第一上部線圈終端的電流饋電，并且發生進入第二線圈連接內的饋電，恰與用于第一線圈連接的饋電一樣，但是具有相反電流。在一個電路變體中，雖然這產生了傳感器的減小的動態范圍，但是還可以省略到第二線圈終端內的饋送。
[0053]在金屬接近時，接收線圈2.7將電流信號提供給前置放大器2.15，該前置放大器
2.15依賴于該電流信號在這種金屬上的振幅和相位。在未調節的狀態下，即，未將補償電流12和13調節成其目標值，因此，在前置放大器的輸出處，存在時鐘同步輸出信號2.25。利用在圖2中所示的同步解調器2.16和2.17，從輸出信號2.25中獲得振幅和相位信息(見下文)。采用這種信息，通過補償電流I2不斷地調節第一時鐘電流源6.1，并且通過補償電流I3不斷地調節第二時鐘電流源6.2，使得出現連續的零輸出信號2.25。這表示在輸出信號2.25內沒有任何時鐘同步部分。這兩個電流源6.1,6.2的時鐘序列被偏移90°，并且這兩個電流源可以為正電流或負電流提供任何期望值。從12和13的這兩個調節變量中，提取關于金屬類型的信息。
[0054]圖7略微更詳細地示出了這一處理:為傳輸線圈2.6提供電流Is。該電流Is的相位不相關，并且必須相對于補償電流12和13的相位僅具有固定的相位值。然而，補償電流12和I 3具有彼此90°的固定相位偏移。確切地說，關于同步解調器2.16和2.17的相位位置，這同樣適用。這些同步解調器必須僅具有90°的固定相移，并且如果恒定的話，那么相對于傳輸時鐘信號的絕對相位位置是不重要的。使得用于轉換開關2.2,2.3,2.5,2.11、2.12,2.33,2.34的切換時間的控制信號A、B、C、D的相位位置2.20在圖2和圖3中的右下角基本上清晰。
[0055]在沒有補償電流12和I 3的情況下，例如隨后在接收線圈2.7處將出現電流1-相位和振幅取決于線圈系統2.6和2.7的金屬環境。通過采用高增益比較器2.15的上述同步解調，估計電流Ii。因此，可以相應地調節補償電流12和13的振幅。增加的補償電流12+13再次被加入在接收線圈2.7的上部線圈終端處的電流中。通過改變補償電流12和13，可以生成共同電流12+13，該共同電流通過以下方式補償接收線圈2.7的電流:在前置放大器2.15的輸出處，存在沒有時鐘同步部分的輸出信號2.25，即“O”信號。
[0056]由于補償電流與相對較高的電阻(幾千歐姆)耦合到由接收線圈2.7和諧振電容器2.8構成的振蕩器電路內，所以補償電流的高頻率譜部分(在示例性實施方式中，這些部分是方波電流)不干擾。優選地，在這個振蕩器電路中形成正弦信號。
[0057]在本文中描述的示例性實施方式中，使用方波傳輸和補償電流。自然地，這種方法還可以供正弦電流使用。
[0058]如果通過這種方法，已將接收線圈2.7的接收電流補償為“0”，那么補償電流12和I3采用特定的正值或負值。在所描述的示例性實施方式中，這些值表示線圈系統的金屬環境，例如，金屬外殼1.1o
[0059]如果(例如)通過AD轉換器2.22,2.23和微處理器2.27存儲這些值，那么從這些值的進一步變化中，可以推斷出金屬接近。
[0060]此外，為了分析接近的金屬，可以使用其他補償電流的進一步的基本上相似的調節2.31。第一先前描述的調節將接收線圈2.7的接收電流調節為“0”，即，調節金屬外殼
1.1的影響。在下一步驟中，例如，通過AD轉換器2.22、2.23和微處理器2.27存儲補償電流12和I 3的確定值。然后，進一步調節可以將金屬的接近補償為“0”，其中，從所獲得的控制值中，可以得出關于金屬類型的結論。如果測量系統的動態范圍不是很重要，那么接收電流的單側補償是足夠的。
[0061]而且，如果僅將調節了振幅以及相位的單電流提供給接收線圈2.7，那么可以實現“O”信號。在本文中，僅第一和第二補償電流由剩余的補償電流的可變相移代替。由于根據經驗，這實際上可以通過略微更大的努力來實現(由于高分辨率所需要的小相位步驟)，所以在此處執行更詳細的描述。
[0062]參照電路，基于以下示例性實施方式，更詳細地描述精確的調節過程。
[0063]根據圖2的第一示例性實施方式示出了上述非常扁平的傳感器配置的電路設置。在該電路中，提供了 4個獨立的調節電路。由于基本功能，所以還可以使用僅2個調節電路，并且在描述結束時，描述了兩個其他調節電路的有利使用。首先通過其兩個調節電路描述的調節在圖2中被標記為2.32，并且用于抵消外殼1.1的影響。
[0064]傳輸線圈2.6從轉換開關2.3中接收方波電流Is，以用于時鐘電流反轉。時鐘信號由多個或大量時鐘周期構成，根據圖2的底部，這些時鐘周期本身分別包括開啟時間部分A、D或B、C。自然地，正弦信號還可以用作傳輸信號。
[0065]在根據圖1b的設置中，在其相對于傳輸線圈2.6的旋轉角中設置接收線圈2.7，使得在接收線圈2.7中盡可能消除由傳輸線圈2.6發射的信號。如上所述，由于金屬外殼
1.1的影響，所以這不能完全發生。因此，接收線圈2.7生成時鐘同步電流，在作為輸出信號
2.25的前置放大器2.15的輸出處存在該電流。將該輸出信號2.25饋送給同步解調器2.16和2.17。這兩個同步解調器由分別位移90°的時鐘信號控制。這表示(例如，如在圖6中用符號所示)(例如)同步解調器2.16將輸出信號2.25饋送到進入高增益比較器2.18的一個輸入的時鐘周期的部分0-180°內，然而，將在180-360°部分內的輸出信號2.25饋送給另一輸入。
[0066]比較器2.18被配置為集成比較器，使得比較來自部分0-180°和180° -360°的平均值。高增益表示無論平均值的每個偏差多小，都造成輸出電壓明顯變化。
[0067]比較器2.18的輸出電壓被一路直接饋送，并且一路通過電壓反轉器2.13饋送給轉換開關2.11，以用于時鐘電流反轉。因此，在轉換開關2.11的輸出處，存在極性相反并且取決于比較器2.18的輸出電壓的調節電壓2.29的兩個同步時鐘信號，所述信號通過電阻器2.9將補償電流12或13饋送到接收線圈2.7內。緊接著，完成用于時鐘部分0° -180°和180° -360°的補償電流的調節。在這些時鐘部分內的調節的補償電流具有以下效果:在時鐘部分0-180°內以及在時鐘部分180° -360°內的接收線圈2.7的接收信號的平均值始終具有完全相同的大小。
[0068]自然地，在時鐘部分90。-270° 和 270° -