專利名稱：信號轉換器、輸出放大設備聲頻裝置和發射與接收系統的制作方法
技術領域：
本發明的背景技術1.發明領域本發明涉及信號轉換器、輸出放大設備、聲頻裝置和發射與接收系統。
2.相關技術的描述揚聲器陣列可用作適合家庭影院使用的揚聲器系統或聲頻和視頻系統(AV)系統。波陣面合成應用于這樣的揚聲器陣列。這樣的揚聲器陣列還能用于聲場的播放或控制。
圖22表示揚聲器陣列10控制聲場的一個實例。揚聲器陣列10包括許多揚聲器(揚聲器單元)SP1至SPn。在此情況下，例如，揚聲器的數量為256個，這些揚聲器的孔徑為幾厘米。揚聲器SP1至SPn實際上在一個平面內進行二維排列。但是，在下面的解釋中，為了簡化起見，它們在水平方向上排列成一條直線。
聲頻信號從信號源SC提供給延遲電路DL1至DLn以能被延遲預定的延遲時間τ1至τn。延遲過的聲頻信號經過相應的功率放大器PA1至PAn提供給相應的揚聲器SP1至SPn。下面將描述延遲電路DL1至DLn的延遲時間τ1至τn。
在任何點，揚聲器SP1至SPn輸出的聲波經過合成，能夠獲得對應于該合成結果的聲壓。將由圖22所示的揚聲器SP1至SPn限定的聲場中的所需點設定為升高聲壓點ptg的方法通常分為如圖22和23所示的兩種方法，其中升高升壓點ptg就是希望能夠聽到聲源SC聲音的點和聲壓高于周圍環境的點，換句話說，是聲壓升高的點。
如圖22所示的方法被稱為“聚焦型”。在此情況下，延遲電路DL1至DLn的延遲時間τ1至τn設定為τ1＝(Ln-L1)/s，τ2＝(Ln-L2)/s，
τ3＝(Ln-L3)/s，τn＝(Ln-Ln)/s＝0，這里，L1至Ln表示揚聲器SP1至SPn到升高聲壓點ptg的距離，s表示聲速。
信號源SC輸出的聲頻信號轉換為聲波，從揚聲器SP1至SPn延遲輸出一段用上述方程式表示的時間τ1至τn。因此，所有聲波都在相同的時間內到達升高的聲壓點ptg，升高聲壓點ptg的聲壓大于周圍環境的氣壓。
換句話說，在圖22的系統中，由揚聲器SP1至SPn到升高聲壓點ptg的路徑長度之間差距產生的聲波之間的時間差通過延遲電路DL1至DLn進行補償，這樣聲音就能聚焦在升高聲壓點ptg上。
如圖23所示的方法稱之為方向型。在此情況下，延遲電路DL1至DLn的延遲時間τ1至τn的設定要使揚聲器SP1至SPn輸出的行波(聲波)具有相同的相位波陣面。因此，對聲波設置方向性，該方向性位于升高聲壓點ptg的方向上。該系統還能被看成是在聚焦型的系統中距離L1至Ln是無窮大的一種情況。
揚聲器陣列10使用的每個功率放大器PA1至Pan可以是D類功率放大器。每個D類功率放大器通過開關操作執行功率放大，如圖24所示進行排列。在圖24所示的D類功率放大器中，四個輸出開關元件與一個揚聲器進行橋接以便輸出級以全橋結構排列。
話句話說，數字聲頻信號Pin經過輸入端11提供給Δ∑調制電路12以能轉換為數字聲頻信號，其中在數字聲頻信號中能夠抑制可聽頻帶中的量化噪音和減少比特的數量，例如，量化比特的數量為六。如圖25所示，該數字聲頻信號提供給脈寬調制(PWM)電路13A和13B以能轉換為一對PWM信號PA和PB。
在此情況下，PWM信號PA和PB的脈寬根據用輸入信號Pin表示的電位(作為每次采樣信號Pin的模擬信號的電位，該電位適用于下面的描述)而變化。而且，如圖25所示，PWM信號PA的脈寬對應于用輸入信號Pin表示的電位，PWM信號PB的脈寬對應于用輸入信號Pin表示的電位的2的補碼。而且，PWM信號PA和PB的上升沿固定在PWM信號PA和PB的周期(參考周期)的起點上，PWM信號PA和PB的下降沿根據用輸入信號Pin表示的電位而變化。
每個PWM信號PA和PB的載頻fc(＝1/Tc)，例如，是輸入數字聲頻信號Pin的采樣頻率fs的16倍。如果采樣頻率為48kHz，就能獲得下面的載頻fc＝16fs＝16×48kHz＝768kHz.
PWM信號PA提供給驅動放大器14A，如圖25和圖26的部分A所示，能夠生成一對與信號PA電位相同的驅動電壓VA+和與信號PA電位相反的驅動電壓VA-。驅動電壓VA+和VA-分別提供給一對n溝道金屬氧化物半導體場效應管Q11和Q12(MOS-FETs)的柵極。FETs Q11和Q12組成推挽電路15A。FET Q11的漏極與正極電源電壓+VDD的電源線相連接，FET Q11的源極與FET Q12的漏極相連接。FET Q12的源極與負極電源電壓-VDD的電源線相連接。
FET Q11的源極和FET Q12的漏極經過低通濾波器16A與揚聲器SP的一端連接。
而且，來自PWM電路13B的PWM信號PB的處理與PWM信號PA的處理過程相同。換句話說，PWM信號PB提供給驅動電路14B時，如圖26的部分B所示，就能夠生成一對與信號PB電位相同的驅動電壓VB+和與信號PB電位相反的驅動電壓VB-。驅動電壓VB+和VB-分別提供給組成推挽電路15B的一對n溝道MOS-FETs Q13和Q14的柵極。
FET Q13的源極和FET Q14的漏極經過低通濾波器16B與揚聲器SP的另一端連接。
因此，在電壓VA+是高電位(H)和電壓VA-是低電位(L)時，由于FETQ11被導通和FET Q12被截止，如圖26部分C所示，FETs Q11和Q12之間節點的電壓VA就是+VDD。與此相反，在電壓VA+是低電位和電壓VA-是高電位時，由于FET Q11被截止和FET Q12被導通，電壓VA就是-VDD。
同樣，在電壓VB+是高電位和電壓VB-是低電位時，由于FET Q13被導通和FET Q14被截止，如圖26部分D所示，FETs Q13和Q14之間節點的電壓VB就是+VDD。與此相反，在電壓VB+是低電位和電壓VB-是高電位時，由于FET Q13被截止和FET Q14被導通，電壓VB就是-VDD。
在電壓VA是+VDD和電壓VB是-VDD的周期過程中，電流i依次地經過包括低通濾波器16A、揚聲器SP和低通濾波器16B的線路從FETs Q11和Q12之間的節點流到FETs Q13和Q14之間的節點，如圖24和圖26中B部分所示。
在電壓VA是-VDD和電壓VB是+VDD的周期過程中，電流i依次地經過包括低通濾波器16B的線路、揚聲器SP和低通濾波器16A從FETs Q13和Q14之間的節點流到FETs Q11和Q12之間的節點。在電壓VA和VB是+VDD，和電壓VA和VB是-VDD的周期過程中，電流i不流通。換句話說，推挽電路15A和15B組成平衡無變壓器(BTL)電路。
電流i流通的周期根據PWM信號PA或PB增大時的周期而變化。而且，在電流i在揚聲器SP中流通時，電流i使用低通濾波器16A和16B進行積分。因此，在揚聲器SP中流通的電流i是一個對應于用輸入信號Pin表示的電位的模擬電流，并且是一個功率放大的電流。換句話說，功率放大的輸出提供給揚聲器SP。
因此，如圖24所示的電流的操作要使輸出級用作D類全橋功率放大器。由于FETs Q11至Q14通過轉換+VDD和-VDD之間的電源電壓進行功率放大，能夠實現功率效率的提高。因此，在需要許多功率放大器PA1至PAn的揚聲器陣列10中，如圖24所示的放大器適合用作功率放大器PA1至PAn。
圖27表示D類功率放大器的輸出級以半橋結構排列的一種情況，其中一對開關元件相互串接以便從開關元件的連接中間點獲得輸出。在此情況下，在FETs Q11和Q12之間的節點獲得如圖26中部分C所示的電壓VA，該電壓VA經過低通濾波器16A提供給揚聲器SP。
因此，在上述的放大器中，功率放大的輸出還提供給揚聲器SP，而且，由于功率放大是通過轉換+VDD和-VDD之間的電源電壓進行的，并能夠實現電源效率的提高。因此，在需要許多功率放大器PA1至PAn的揚聲器陣列10中，如圖27所示的放大器適合用作功率放大器PA1至PAn。
在日本未經審查的專利申請出版物No.9-233591中公開了一個已知技術的例子。
在揚聲器陣列10的功率放大器PA1至PAn為如上所述的D類功率放大器時，D類功率放大器PA1至PAn與揚聲器SP1至SPn連接，如圖28A或28B所示(圖28A和28B表示后端側的揚聲器SP1至SPn，換句話說，圖28A和28B是從連接端側觀看的圖示說明)。為了更簡化解釋，四個揚聲器SP1至SP4組成揚聲器陣列10，這些揚聲器SP1至SP4以一個2行×2列的矩陣進行排列，如圖29所示(圖29表示從前端側觀看的圖示說明)。
在放大器PA1至PA4以全橋結構進行排列時，如圖24所示，就需要八根揚聲器纜線，如圖28A所示。在放大器PA1至PA4以半橋結構進行排列時，如圖27所示，就需要五根揚聲器纜線，如圖28B所示。換句話說，包括n個輸出放大器PA1至PAn的輸出級以全橋結構進行排列時，就需要2n根揚聲器纜線。在包括n個輸出放大器PA1至PAn的輸出級以半橋結構進行排列時，就需要(n+1)根揚聲器纜線。
因此，在n表示256時，如果功率輸出放大器PA1至PA256以全橋結構進行排列時，就必須給定5 12根揚聲器纜線。而且，如果功率放大器PA1至PA256以半橋結構進行排列時，就必須給定257根揚聲器纜線。給定這么多數量的纜線是比較麻煩的，也是不實際的。
如果包括延遲電路DL1至DL256的部分和如圖22或23所示的功率放大器PA1至PA256排列在揚聲器箱中，只有兩根將信號源SC的聲頻信號提供給揚聲器箱的纜線(一對纜線)出現在揚聲器箱的外部。但是，在此情況下，功率放大器PA1至PA256和揚聲器內部中揚聲器SP1至SP256之間的纜線數量依然較多。這樣在布線和組裝時就耗費大量的時間和勞動。
本發明的概述為了解決上述問題，根據本發明的一種輸出放大設備包括轉換電路，用于執行將p×q個信道的聲頻信號轉換為p+q個信道的脈寬調制信號的轉換處理；p+q個輸出放大器，將從轉換電路輸出的p+q個信道輸出的相應脈寬調制信號提供給p+q個輸出放大器。從p+q個輸出放大器中的p個輸出放大器的輸出和q個輸出放大器的輸出經過微分提供給相應的p×q個揚聲器。
根據本發明，如果使用m×m個揚聲器，這些揚聲器就能夠與使用了2m根揚聲器纜線的輸出放大器相連接。因此，就能夠減少揚聲器纜線的數量，連接和組裝就能很容易地實現。
附圖的簡述

圖1表示根據本發明一個實施例的連接圖；圖2表示用于解釋本發明的連接圖3表示用于解釋本發明的波形圖；圖4表示用于解釋本發明的波形圖；圖5表示用于解釋本發明的例圖；圖6表示用于解釋本發明的例圖；圖7表示用于解釋本發明的例圖；圖8表示本發明另一個實施例的部分的連接圖；圖9表示本發明另一個實施例的部分的連接圖；圖10表示本發明另一個實施例的部分的連接圖；圖11表示用于解釋本發明的例圖；圖12表示本發明另一個實施例的部分的連接圖；圖13表示本發明另一個實施例的部分的連接圖；圖14表示本發明另一個實施例的部分的連接圖；圖15表示本發明另一個實施例的部分的連接圖；圖16表示本發明另一個實施例的部分的連接圖；圖17表示本發明另一個實施例的部分的連接圖；圖18表示用于解釋本發明的例圖；圖19表示本發明另一個實施例的部分的透視圖；圖20表示本發明另一個實施例的部分的分解視圖；圖21表示本發明另一個實施例的部分的連接圖；圖22表示聚焦型揚聲器陣列；圖23表示方向型揚聲器陣列；圖24表示用于解釋已知技術的連接圖；圖25表示用于解釋已知技術的波形圖；圖26表示用于解釋已知技術的波形圖；圖27表示已知技術的連接圖；圖28A和28B表示用于解釋已知技術的連接圖；和圖29表示用于解釋已知技術的透視圖。
較佳實施例的描述(I)全部結構和操作圖1表示本發明的一個例子。在本例子中，為了更簡化解釋，揚聲器陣列10包括揚聲器SP1至SP4(揚聲器SP1至SPn的n表示4(＝2×2))。
如圖2所示，四個SP1至SP4在一個2行×2列的矩陣內排列。圖2表示后端側的揚聲器SP1至SP4，換句話說，圖2表示從連接端側觀看的例圖。揚聲器SP1和SP2限定了第一行，揚聲器SP3和SP4限定了第二行。而且，揚聲器SP1和SP3限定了第一列，揚聲器SP2和SP4限定了第二列。此外，如圖1所示，S1至S4分別表示從揚聲器SP1至SP4輸出的聲音。
參考圖1，從信號源SC提取數字聲頻信號PSC。該數字聲頻信號PSC提供給延遲電路211至214，并分別生成延遲過預定時間τ1至τ4的四信道數字聲頻信號P11至P14。在此情況下，延遲時間τ1至τ4是用于實現參考圖22或23進行解釋的聚焦型或方向型揚聲器陣列10的值。
聲頻信號P11至P14提供給Δ∑調制電路221至224以能轉換為數字聲頻信號P21至P24，其中在數字聲頻信號中能夠抑制可聽頻帶中的量化噪音和減少比特的數量，例如，量化比特的數量為六。數字聲頻信號P21至P24提供給脈寬調制(PWM)電路231至234以能轉換為PWM信號P31至P34。
在此情況下，如圖3所示，PWM信號P31至P34的脈寬根據用輸入聲頻信號PSC表示的電位(作為每次采樣信號PSC的模擬信號的電位，該電位適用于下面的描述)隨6比特分辨率而變化。而且，PWM信號P31至P34的上升沿固定在PWM信號P31至P34的周期Tc的起點上，PWM信號P31至P34的下降沿根據用輸入信號PSC表示的電位而變化。
每個PWM信號P31至P34的載頻fc(＝1/Tc)，例如，是輸入數字聲頻信號PSC的采樣頻率fs的16倍。如果采樣頻率fs為48kHz，就能獲得下面的載頻fcfc＝16fs＝16×48kHz＝768kHz.。
對于一個已知系統來說，PWM信號P31至P34經過D類功率放大，提供給揚聲器SP1至SP4，然后作為聲音S1至S4輸出。
但是，在圖1所示的系統中，PWM信號P31至P34提供給轉換電路24以能被轉換為預定的PWM信號PA至PD，例如，如圖4所示。下面將描述轉換電路24和PWM信號PA至PD。轉換電路24時分PWM信號P31至P34以能轉換為PWM信號PA至PD。
來自PWM信號PA至PD中的PWM信號PA提供給輸出放大器25A。輸出放大器25A包括驅動電路251和D類功率放大的推挽電路252。因此，PWM信號PA提供給驅動電路251，如圖4所示，能夠生成一對與PWM信號PA電位相同的驅動電壓VA+和與PWM信號PA電位相反的驅動電壓VA-，驅動電壓VA+和VA-提供給推挽電路252。
推挽電路252包括一對n溝道MOS-FETs Q21和Q22。驅動電壓VA+和VA-分別提供給FETs Q21和Q22的柵極。FET Q21的漏極與正極電源電壓+VDD的電源線相連接，FET Q21的源極與FET Q22的漏極相連接。FET Q22的源極與負極電源電壓-VDD的電源線相連接。
而且，轉換電路24的PWM信號PB至PD提供給具有與輸出放大器25A相同排列的輸出放大器25B至25D。
揚聲器SP1連接在輸出放大器25A的輸出端和輸出放大器25C輸出端之間，揚聲器SP2連接在輸出放大器25B的輸出端和輸出放大器25C輸出端之間。而且，揚聲器SP3連接在輸出放大器25A的輸出端和輸出放大器25D輸出端之間，揚聲器SP4連接在輸出放大器25B的輸出端和輸出放大器25D輸出端之間。
正常情況下，低通濾波器連接在輸出放大器25A至25D和揚聲器SP1至SP4之間。下面將描述低通濾波器的連接。
如圖4所示，由于具有這樣的結構，在電壓VA+是高電位和電壓VA-是低電位時，FET Q21就被導通和FET Q22被截止。與此相反，在電壓VA+是低電位和電壓VA是高電位時，FET Q21就被截止和FET Q22被導通。因此，通過D類功率放大PWM信號PA獲得的輸出電壓VA在推挽電路252的輸出端提取，如圖4所示。而且，通過D類功率放大PWM信號PB至PD獲得的輸出電壓VB至VD分別從輸出放大器25B至25D的輸出端提取，因此，電壓VA和電壓VC之間的壓差(VA-VC)提供給揚聲器SP1，聲音S1根據壓差(VA-VC)從揚聲器SP1輸出。而且，電壓VB和電壓VC之間的壓差(VB-VC)提供給揚聲器SP2，聲音S2根據壓差(VB-VC)從揚聲器SP2輸出。而且，電壓VA和電壓VD之間的壓差(VA-VD)提供給揚聲器SP3，聲音S3從揚聲器SP3輸出。電壓VB和電壓VD之間的壓差(VB-VD)提供給揚聲器SP4，聲音S4從揚聲器SP4輸出。
在信號P31至P34，信號PA至PD，電壓VA至VD和聲音S1至S4中構成差異被忽略，和僅考慮包含在信號P31至P34，信號PA至PD，電壓VA至VD和聲音S1至S4中的信息時，就能獲得下面的方程式S1＝VA-VCS2＝VB-VCS3＝VA-VDS4＝VB-VD ...(1)然后，獲得下面的方程式VA＝PAVB＝PBVC＝PCVD＝PD ...(2)因此，從方程式(1)和(2)中，獲得下面的方程式S1＝PA-PCS2＝PB-PCS3＝PA-PDS4＝PB-PD ...(3)而且，由于聚焦型或方向型揚聲器陣列10是在通過D類功率放大PWM信號P31至P34獲得的信號提供給揚聲器SP1至SP4時實現的，因此獲得下面的方程式S1＝P31S2＝P32S3＝P33S4＝P34 ...(4)因此，從方程式(3)和(4)中，獲得下面的方程式P31＝PA-PCP32＝PB-PCP33＝PA-PDP34＝PB-PD ...(5)因此，如上所述，PWM信號P31至P34在轉換電路24中轉換為PWM信號PA至PD時，如果滿足方程式(5)的轉換，換句話說，如果與揚聲器SP1至SP4的矩陣連接互補的轉換被執行時，PWM信號P31至P34經過D類功率放大而提供給揚聲器SP1至SP4。因此，兩個實現聚焦型或方向型揚聲器陣列10。
根據圖1所示的系統，D類功率放大過的電壓能夠提供給揚聲器陣列10中的揚聲器SP1至SP4。在此情況下，如圖2所示，只有4(2+2)根揚聲器纜線用于輸出放大器25A至25D和揚聲器SP1至SP4之間的連接。另一種可選擇的方案是，如果揚聲器的數量為256，由于256是通過方程式256＝16×16獲得的，因此輸出放大器能夠使用32(16+16)根揚聲器纜線與揚聲器連接。
換句話說，通常，揚聲器的數量用方程式n＝m×m表示時，輸出放大器就能夠使用2m根揚聲器纜線與揚聲器連接。因此，能夠減少揚聲器纜線的數量，很容易地實現連接和組裝。
(II)轉換電路24將描述參考圖1至4進行解釋的揚聲器數量n是4的一種情況。此下文，因為需要，每個PWM信號P31至P34的周期Tc用Tc1、Tc2、Tc3等表示。而且，雖然輸出放大器25A至25D輸出的電壓VA至VD是PWM波形，但是為了簡化起見它們被看成是模擬電壓。此外，模擬電壓的單元在這里被省略了。
正如參考圖3所解釋那樣，在周期Tc中每個PWM信號P31至P34的分辨率是6比特，如圖5的部分A所示。如果周期Tc等分為第一半周期T1和最后半周期T2，在周期T1中PWM信號P31的分辨率就是5比特，在周期T2中PWM信號P31的分辨率也是5比特，如圖5的B部分所示。
從揚聲器SP1至SP4輸出的聲音S1至S4的極性和聲級分別根據PWM信號P31至P34而變化，例如，如圖5的D部分所示。換句話說，揚聲器SP1至SP4被要求輸出，如圖5的D部分所示的極性和聲級分別根據PWM信號P31至P34而變化的聲音S1至S4。但是，如圖5的D部分所示，聲音S2和S3相對于聲音S1和S4延遲一個周期Tc/2。
如圖5的C部分的第一行所示，在周期Tc1的第一半周期T1中，如果電壓VA是0和電壓VC是0，在周期Tc1的最后半周期T2中，電壓VA是1，電壓VC是0，如圖5的D部分所示，就用下面的方程式獲得在周期Tc1中提供給揚聲器SP1的壓差(VA-VC)的合并值(0-0)+(1-0)＝1。
此外，在周期Tc2的第一半周期T1中，如果電壓VA是1和電壓VC是5，在周期Tc2的最后半周期T2中，電壓VA是3，電壓VC是0，就用下面的方程式獲得在周期Tc2中壓差(VA-VC)的合并值(1-5)+(3-0)＝-1。
而且，在周期Tc3的第一半周期T1中，如果電壓VA是2和電壓VC是5，在周期Tc3的最后半周期T2中，電壓VA是3，電壓VC是0，就用下面的方程式獲得在周期Tc3中壓差(VA-VC)的合并值(2-5)+(3-0)＝0。
換句話說，如果電壓VA和VC的值如圖5的C部分的第一行所示而變化時，周期Tc的壓差(VA-VC)的合并值就如圖5的D部分的第一行所示而變化。這里，根據方程式(1)S1＝VA-VC，如果電壓VA和VC的值如圖5的C部分的第一行所示而變化時，預期的聲音S1就如圖5的D部分的第一行中所示從揚聲器SP1輸出。
而且，如果電壓VB和VC的值如圖5的C部分的第二行所示而變化，在最后半周期T2和隨后的第一半周期T1被看成是一對周期時，在該對周期(T2+T1)中的壓差(VB-VC)的合并值就如圖5的D部分的第二行所示而變化。這里，根據方程式(1)S2＝VB-VC，如果電壓VB和VC的值如圖5的C部分的第二行所示而變化時，預期的聲音S2就如圖5的D部分的第二行中所示從揚聲器SP2輸出。
同樣，根據方程式(1)S3＝VA-VD和S4＝VB-VD，如果電壓VA，VB和VD的值如圖5的C部分所示而變化時，預期的聲音S3和S4就分別從揚聲器SP3和SP4輸出。
正如方程式(2)所示VA＝PA，VB＝PB，VC＝PC和VD＝PD，如果用PWM信號PA至PD表示的值根據如圖5的C部分所示的PWM信號P31至P34而變化，就輸出聲音S1至S4。換句話說，轉換電路24將PWM信號P31至P34轉換為如圖5的C部分所示的經過時分的PWM信號PA至PD，轉換電路24根據一個順序，例如，如圖6所示，執行上述的轉換。圖6表示一個用于解釋處理次序的信號(*11)至(*29)添加到圖5的C部分的圖例。
換句話說，執行下面的處理(A)周期Tc1的第一半周期T1
信號PA和PC；和PB和PC分別設定為起始值(*11)和(*21)。
(B)周期Tc1的最后半周期T2值(*12)從周期Tc1中的信號P31和P33的值和值(*11)中確定。
同樣，值(*22)從周期Tc1中的信號P32和P34的值和值(*21)中確定。這里，值(*13)和(*23)從值(*12)和(*22)中自動確定。
(C)周期Tc2的第一半周期T1值(*14)和(*24)從周期Tc1中的信號P31至P34的值和值(*13)和(*23)中確定。這里，值(*15)和(*25)自動確定。
(D)周期Tc2的最后半周期T2值(*16)和(*26)從周期Tc2中的信號P31至P34的值和值(*15)和(*25)中確定。這里，值(*17)和(*27)自動確定。
(E)周期Tc3的第一半周期T1和隨后的周期重復交替地執行與處理(C)和(D)相同的處理。
因此，能夠分配圖5中C部分所示的值。因此，PWM信號P31至P34轉換為PWM信號PA至PD。
換句話說，對于PWM信號P31至P34的周期TC的每個半周期(周期T1或T2)來說，在半周期(周期T1或T2)中的信號P31至P34的值從周期Tc中的信號P31至P34的值和從半周期(周期T2或T1)中的信號PA至PD立即進行確定。
在此情況下，信號PA至PD不能單獨地從信號P31至P34中進行確定。但是，信號P31至P34在幾個周期Tc內轉換為信號PA至PD，從數組信號PA至PD中最合適的一組信號PA至PD，例如，所有信號PA至PD是5比特或更小的一組作為轉換結果輸出。
從上面的描述中可知，能夠假定下面的情況。在周期Tc的周期T1和T2中信號PA至PD的值如圖7所示。i表示在周期Tc/2內時間序列中的序數，和j表示在周期Tc內時間序列中的序數，即，在i和j是0，1，2，3，...時，如果i是0，2，4...和j是i/2，下面的方程式滿足PA(i)VA+(i+1)-PC(i)-PC(i+1)＝P31(j) ...(11)PB(i)VB+(i+1)-PD(i)-PD(i+1)＝P34(j) ...(14)和，如果i是1，3，5...和j是(i-1)/2，下面的方程式滿足
PB(i)VB+(i+1)-PC(i)-PC(i+1)＝P32(j) ...(12)PA(i)VA+(i+1)-PD(i)-PD(i+1)＝P32(j) ...(13)因此，轉換為預期的信號PA至PD通過順序獲得滿足方程式(11)至(14)的值序實現。雖然有多種不同的獲得這種值序的步驟，但是它們不在這里作描述。例如，這種值序能夠根據參考圖6解釋的步驟獲得。
換句話說，如果在i是0時，起始值預先確定，就能獲得在i是0時滿足方程式(11)的信號PA(1)和PC(1)和滿足方程式(14)的信號PB(1)至PD(1)。在此情況下，每個信號沒有單獨確定，存在許多信號的組合。
然后，獲得在i是1時滿足方程式(12)的信號PB(2)和PC(2)和滿足方程式(13)的信號PA(2)至PD(2)。在此情況下，也存在許多信號的組合。
然后，在i是2或更大時，能夠通過重復上述的處理過程獲得信號PA至PD。
但是，在此情況下，雖然存在許多上述的信號組合，但是隨即選擇的信號組合可超過一個使用給定數量的比特(在此情況下，5比特)表示的范圍。例如，即使輸出一個較小的壓差(VA-VC)，也能要求除去較大值的信號PA和PC。在此情況下，信號PA和PC不能用給定數量的比特表示。
因此，例如，最好是，信號PA至PD通過預讀信號P31至P34進行選擇以使轉換的信號PA至PD不超過給定數量的比特，和以使用全部信號PA至PD表示的一個值處在會聚為0的方向上。為了實現這樣轉換處理，轉換電路24可包括預讀信號P31至P34的存儲器，將信號P31至P34的值轉換為信號PA至PD的值的表格，和使用表格執行轉換處理的中央處理單元(CPU)或數字信號處理器(DSP)。
(III)延時的校正對于上述的轉換電路24來說，如圖5的D部分所示，聲音S2和S3相對于聲音S1和S4延遲一個周期Tc/2。由于延遲量充分地小于一個周期和一個聲頻信號的采樣周期，這不會直接產生聽覺問題。例如，對于上述的值的例子來說，聲音S2和S3的延遲量Tc/2大致為0.65μs。如果聲頻信號的頻率為20kHz，周期就為50μs，采樣周期大致為20.8μs。因此，聲音S2和S3的延遲量不會直接產生聽覺問題。
但是，由于揚聲器陣列10使用從揚聲器SP1至SP4輸出的聲音S1至S4的時間延遲或相位延遲，因此將描述校正延遲量的一種情況。
圖8至10表示校正延時的校正電路的例子。在圖8中所示的校正電路28中，來自延遲電路211和214的數字聲頻信號P11至P14提供給延遲電路281和284以能變化為經過周期Tc/2延遲的信號P81和P84。延遲信號P81和P84取代原始信號P11和P14提供給Δ∑調制電路221和224。
通過轉換電路24，信號P11和P14相對于信號P12和P13延遲周期Tc/2，信號P32和P33相對于信號P31和P34延遲周期Tc/2。因此，從轉換電路24輸出的信號PA至PD相互沒有延遲。因此，揚聲器陣列10能夠正確地形成。
但是，對于這樣的處理來說，信號P11和P14的定時信號(同步信號)與信號P81和P84的定時信號相差Tc/2周期。因此，必須為Δ∑調制電路221至224和PWM電路231至234設置具有不同相位的兩個系統的時鐘信號。這就是使電路結構的形成比較復雜。
圖9中所示的校正電路28包括過采樣濾波器271和274以及抽取濾波器291和294。過采樣濾波器271和274分別排列在延遲電路281和284的前級，抽取濾波器291和294分別排列在延遲電路281和284的后級。延遲電路211和214的數字聲頻信號P11和P14提供給過采樣濾波器271和274，提取在采樣頻率進行過采樣的信號P71和P74，其中該采樣頻率是信號P11和P14的采樣頻率fs的32倍(fs×32＝fc×2＝2/Tc)。
圖11的A部分表示原始信號P11和P14，圖11的B部分表示信號P71和P74(作為繪圖方便的問題，圖示的是一種信號在4倍于采樣頻率fs的頻率被過采樣的情況)。信號P71和P74包括添加到原始信號P11和P14(用白色圓圈表示)中的新采樣信號(用黑色圓圈表示)。
信號P71和P74提供給延遲電路281和284，如圖11的C部分所示，生成延遲Tc/2周期的信號P81和P84。信號P81和P84提供給抽取濾波器291和294，從信號P81和P84中提取在原始信號P11和P14(圖11的A部分中自色圓圈)存在時一個點的采樣信號作為數字聲頻信號P91和P94，如圖11的D部分所示，用×標記表示。信號P91和P94相對于輸入信號P11和P14延遲Tc/2周期，但是通過相同的定時信號同步輸出。信號P91和P94取代信號P11和P14提供給Δ∑調制電路221至224。
因此，從揚聲器SP1至SP4輸出的聲音S1至S4相互沒有被延遲。因此，可正確地構成揚聲器陣列10。而且，Δ∑調制電路221至224和PWM電路231至234能夠使用相同的時鐘信號進行操作。因此，能夠避免復雜的電路形成。
在圖10所示的校正電路28中，信號P11和P14的處理和信號P12和P13的處理正對于如圖9所示的校正電路28排列。換句話說，數字信號P12和P13提供給過采樣濾波器272和273而改變為過采樣信號P72和P73。信號P72和P73提供給延遲電路282和283而改變為延遲信號P82和P83。信號P82和P83提供給抽取濾波器292和293，并提取輸出信號P92和P93。而且，數字信號P11和P14提供給延遲電路281和284而改變為延遲信號P81和P84。
在此情況下，在延遲電路282和283中，執行一個周期Ts-Tc/2的延遲，這里Ts表示1/fs(例如，Ts＝1/48kHz)。信號P92和P93相對于原始信號P12和P13延遲一個周期Ts-Tc/2，但是通過相同的定時信號同步輸出。
與此相反，延遲電路281和284執行一個周期Ta＝Ts的延遲，輸出信號P81和P84相對于輸入信號P11和P14延遲一個周期Ts。因此，信號P92和P93相對于信號P81和P84延遲一個周期Tc/2。
由于信號PS1和P84以及信號P92和P93提供給Δ∑調制電路221至224，從轉換電路24輸出的數字信號PA至PD相互沒有延遲。因此，可正確地構成揚聲器陣列10。在此情況下，由于延遲時間Ta是采樣周期Ts的整數倍，因此信號P81和P84以及信號P92和P93可用相同的定時信號(時鐘信號)進行驅動。
在圖9或10所示的校正電路28中，考慮到過采樣濾波器271至274和抽取濾波器291至294進行重新采樣處理所需的時間時，給Δ∑調制電路221和224的輸入信號應該對于給Δ∑調制電路222和223的輸入信號相對延遲一個周期Tc/2。例如，在圖10所示的校正電路28中，如果重新采樣處理需要的時間為Ts×(k-1)(k是整數)，延遲電路281和284執行的延遲周期為Ta＝Ts×k。
而且，上述延時的校正處理不必在Δ∑調制電路221至224的前級中執行。延時的校正處理可在任何級執行，只要該級是在轉換電路24前。此外，由于Δ∑調制電路221至224也執行如上所述的過采樣處理，延時的校正處理能夠包含在Δ∑調制電路221至224中。在此情況下，就可省略抽取濾波器，由此能夠實現更簡單的電路結構。
而且，延遲校正通過組合上述揚聲器陣列10中的延遲電路211至214的功能進行排列。雖然校正電路28可通過硬件表示，但是校正處理可通過軟件處理，如使用CPU或DSP來實現。
(IV)輸出放大器25A至25D和揚聲器SP1至SP4之間的校正在圖1中，省略了連接在輸出放大器25A至25D和揚聲器SP1至SP4之間的低通濾波器。如圖12所示，由于揚聲器SP1至SP4通常是電動式揚聲器，可聽頻帶中的信號成分通過使音圈的電感部件用作低通濾波器進行濾波。顯然，例如，如圖24所示，低通濾波器可分布在輸出放大器和揚聲器之間。
而且，如果揚聲器SP1至SP4是電動式揚聲器，每個揚聲器SP1至SP4可被看作是等效地包括一個，例如，如圖13所示的諧振系統。在此情況下，音圈的振動速度增加到較低諧振頻率附近，生成較大的反電動勢。因此，例如，雖然揚聲器SP1由輸出放大器25A和25C進行差分驅動，但是在揚聲器SP1中生成的反電動勢還是作用于揚聲器SP2和SP3上。這樣就會對揚聲器SP2和SP3的操作產生影響。
為了減小這種影響，就減小輸出放大器25A至25D的輸出阻抗。另一種可選擇方案是，如圖14所示，在電壓信號線中執行減法。而且，一個輸出放大器不與許多揚聲器相連接，如圖14或15所示。
換句話說，在圖14中，輸出放大器25A至25D是差分輸入功率放大器，輸出放大器25A至25D的非反相輸入和反相輸入與PWM信號PA至PD進行矩陣連接。在此情況下，揚聲器SP1至SP4和相應的輸出放大器25A至25D可以成為一整體。在此情況下，壓差(VA-VC)至(VB-VD)提供給揚聲器SP1至SP4。因此，能夠實現揚聲器陣列10。
而且，如圖1 5所示，每個輸出放大器25A至25D包括一對輸出放大器，功率放大過的信號PA至PD差分地提供給揚聲器SP1至SP5。
在圖14或15中所示的結構中，轉換電路24的輸出信號PA至PD使用少量的纜線傳輸給功率放大器單元和揚聲器陣列單元。此外，信號處理單元與功率放大器單元相分離。
而且，如圖16所示，揚聲器SP1至SP4可以是壓電揚聲器或磁致伸縮揚聲器。在此情況下，使用變壓器等能夠實現阻抗匹配。
(V)揚聲器的數量＝16
雖然上面已經描述了揚聲器數量是4的情況，但是如果揚聲器數量是16，如圖17和18所示的結構也是可能的。換句話說，如圖17所示，揚聲器陣列10包括4行×4列的揚聲器SP1至SP16。而且，生成對應于16個揚聲器SP1至SP16的16種類型的PWM信號Pi(i＝31至39和310至316)，PWM信號Pi提供給轉換電路24(未圖示)。
如圖18的A部分所示，如果在周期Tc中PWM信號Pi的分辨率是6個比特，通過將周期Tc劃分為四分之一周期T1至T4，如圖18的B部分所示，在每個周期T1至T4中PWM信號Pi的分辨率就是4個比特。
在轉換電路24中，PWM信號Pi轉換為在每個周期Tc的每個時間T1至T4中改變的PWM信號PA至PH。來自PWM信號PA至PH中的PWM信號PA至PD，作為由輸出功率放大器25A至25D進行D類放大的電壓VA至VD，提供給揚聲器SP1至SP16中的第一至第四列揚聲器的一端。PWM信號PE至PH通過輸出功率放大器25E至25H進行D類放大，提供給第一至第四行揚聲器的另一端。
因此，有效周期被延遲一個Tc/4時間的電壓(VA-VE)至(VD-VH)，(VB-VE)至(VA-VH)，(VC-VE)至(VB-VH)和(VD-VE)至(VC-VH)提供給揚聲器SP1至SP16，如圖18的C部分所示，揚聲器SP1至SP16分別由PWM信號P1至P16進行驅動。
在此情況下，輸出放大器25A至25H使用8(＝4+4)根揚聲器纜線與揚聲器SP1至SP16相連接，這樣必要的輸出電壓能夠提供給揚聲器SP1至SP16。
(VI)揚聲器陣列10的連接方法圖19表示包括揚聲器SP1至SP64(揚聲器的數量n為64)的揚聲器陣列10的連接方法的實例。在本實例中，每個揚聲器(揚聲器單元)SP1至SP64作為一個整體排列成圓柱形狀，這種排列方式要使每個揚聲器SP1至SP64的聲軸的方向位于圓柱的中心軸方向上。而且，連接端子TX和TY設置在每個揚聲器SP1至SP64的后表面上。
揚聲器SP1至SP64以8行×8列的矩陣安裝在雙面印刷板26上。8個線性布線圖26X1至26X8在垂直方向上排列在印刷板26的一個表面上。8個線性布線圖26Y1至26Y8在水平方向上排列在印刷板26的另一個表面上，如圖虛線所示。
揚聲器SP1至SP64的端子TX通過印刷板26的通孔焊接到布線圖26X1至26X8上。端子TY通過印刷板26的通孔焊接到布線圖26Y1至26Y8上。實際上，由于揚聲器SP1至SP64固定在揚聲器箱的前隔音板上，因此印刷板26具有柔性板的功能。
由于具有這種結構，揚聲器SP1至SP64通過布線圖26X1至26X8和布線圖26Y1至26Y8進行矩陣連接，通過印刷板26合并為一整塊。
根據揚聲器SP1至SP64的數量n(n＝64(64＝8×8))設有16個(16＝8+8)輸出放大器25A至25P。輸出放大器25A至25H的輸出端經過纜線與布線圖26Y1至26Y8相連接，輸出放大器25I至25P的輸出端經過纜線與布線圖26X1至26X8相連接。因此，能夠減少輸出放大器25A至25P和揚聲器SP1至SP64之間的纜線數量。而且，能夠很容易地實現單元的連接、組裝和交換。
圖20表示揚聲器陣列10包括64個揚聲器SP1至SP64情況的一個實例，與圖19所示的實例一樣，減小了揚聲器SP1至SP64之間的間隔，設置兩個單面印刷板26X和26Y來取代雙面印刷板26。在此情況下，布線圖26X1至26X8設置在印刷板26X上，布線圖26Y1至26Y8設置在印刷板26Y上。
揚聲器SP1至SP64的奇數行(奇數列)中的揚聲器安裝在印刷板26X上，揚聲器SP1至SP64的偶數行(偶數列)中的揚聲器安裝在印刷板26Y上以能使它們相互之間大致在每個揚聲器的半徑附近轉移。揚聲器SP1至SP64作為一個整體以交錯的方式進行排列。
因此，在本實例中，能夠減少輸出放大器25A至25P和揚聲器SP1至SP64之間的纜線數量，能夠很容易地實現連接和組裝。而且，由于揚聲器SP1至SP64的行距小于圖19所示揚聲器陣列10的行距，因此能夠減小總體的尺寸。
(VII)其它雖然在所示的(I)至(IV)實例中從延遲電路211到轉換電路24的每個電路是作為一個獨立的電路進行排列的，但是從延遲電路211到轉換電路24的這些電路可作為一個DSP20進行排列，如圖21所示。
在此情況下，除了延遲時間τ1至τ4外，聲音S1至S4的聲級和相位也可以進行控制。因此，這種結構排列對于揚聲器陣列10來說更為有效。而且，如果設置DSP20，數字聲頻信號P11至P14的延遲時間、相位、聲級和頻率特性就由控制電路30輸出的控制信號進行控制，以便能夠改變播放的聲場。而且，轉換電路24可將數字信號P21至P24(沒有產生PWM信號P31至P34)轉換為PWM信號PA至PD。
雖然在(VI)解釋中揚聲器SP1至SP64直接焊接在印刷板26上，但是可焊接插座來取代揚聲器SP1至SP64，以便揚聲器SP1至SP64安裝在插座上。因此，能夠很容易地實現維護。
而且，雖然已經解釋了揚聲器數量n是用方程式n＝m×m表示的一種情況，但是本發明并不局限于此。本發明還可適用于揚聲器數量n是用方程式n＝p×q(p＞q)表示的一種情況。在此情況下，可生成具有p系統的延時的q信號。另一種可選擇方案是，例如，一種系統的排列要使揚聲器數量n是用方程式n＝p×p表示，并僅使用p×q個信道。
而且，雖然本發明應用于上述的能夠取代揚聲器陣列10的放大器，但是本發明還適用于播放每個信道(每個劃分的播放頻率范圍)聲音的揚聲器和多路揚聲器系統中揚聲器的驅動放大器。特別是，為了使用大功率的擴音器(PA)/聲音增強器(SR)，在播放頻率范圍內可使用許多揚聲器，對每個揚聲器可單獨設置驅動放大器。因此，頻率信道的數量可以不等于驅動放大器或揚聲器的數量。
而且，雖然在上面的描述中揚聲器SP1至SPn是以矩陣方式進行排列的，但是本發明還可適用于揚聲器SP1至SPn不是以矩陣方式進行排列的情況，只要輸出放大器以矩陣方式與揚聲器SP1至SPn相連接即可。
而且，能夠實現使用傳輸線傳輸轉換電路24輸出的PWM信號、對接收機接收到的每個PWM信號執行減法、并獲得對應于原始信號的PWM信號的發射和接收系統。這種結構對于將被傳輸的信號的信道數量大于傳輸線的信道數量的情況比較有效。在此情況下，上述延時的校正處理可在傳輸和接收側來執行。
權利要求
1.一種執行轉換處理的信號轉換器，用于將p×q個信道的輸入信號轉換為p+q個信道的脈寬調制信號，其特征在于從脈寬調制信號中，通過p信道的每個脈寬調制信號和q信道的每個脈寬調制信號之間的減法處理獲得的p×q個信道的輸出差信號對應于p×q個信道的輸入信號。
2.如權利要求1所述的信號轉換器，其特征在于脈寬調制信號的參考周期的1/p時差發生在由于成為脈寬調制信號的轉換處理和減法處理而形成的p+q個信道的脈寬調制信號之間。
3.如權利要求2所述的信號轉換器，它包括校正時差的校正電路，其特征在于p×q個信道的輸出差信號相互之間沒有時間延遲。
4.一種輸出放大設備，它包括轉換電路，用于執行將p×q個信道的聲頻信號轉換為p+q個信道的脈寬調制信號的轉換處理；和p+q個輸出放大器，從轉換電路輸出的p+q個信道輸出的相應脈寬調制信號提供給它，其中從p+q個輸出放大器中的p個輸出放大器的輸出和q個輸出放大器的輸出經過微分提供給相應的p×q個揚聲器。
5.如權利要求4所述的輸出放大設備，它還包括一種電路，對從信號源提供的聲頻信號至少執行延遲處理而能產生p×q個信道的聲頻信號，其中p×q個揚聲器組成揚聲器陣列。
6.如權利要求4所述的輸出放大設備，其特征在于p×q個揚聲器組成多路揚聲器系統，和p×q個信道的聲頻信號是通過將一個聲頻信號劃分為許多頻帶而獲得的信號。
7.如權利要求4所述的輸出放大設備，它還包括一種電路，用于校正由于轉換處理和提供給轉換電路的p×q個信道的聲頻信號對揚聲器的差分供給而產生的時間延遲。
8.一種聲頻裝置，它包括p×q個揚聲器；轉換電路，用于執行將p×q個信道的聲頻信號轉換為p+q個信道的脈寬調制信號的轉換處理；和p+q個輸出放大器，從轉換電路輸出的p+q個信道輸出的相應脈寬調制信號提供給它，其中從p+q個輸出放大器中的p個輸出放大器的輸出和q個輸出放大器的輸出經過微分提供給相應的p×q個揚聲器。
9.如權利要求8所述的聲頻裝置，它還包括一種電路，對從信號源提供的聲頻信號至少執行延遲處理而能產生p×q個信道的聲頻信號，其中p×q個揚聲器組成揚聲器陣列。
10.如權利要求8所述的聲頻裝置，其特征在于p×q個揚聲器組成多路揚聲器系統，和p×q個信道的聲頻信號是通過將一個聲頻信號劃分為許多頻帶而獲得的信號。
11.如權利要求8所述的聲頻裝置，它還包括一種電路，用于校正由于轉換處理和提供給轉換電路的p×q個信道的聲頻信號對揚聲器的差分供給而產生的時間延遲。
12.如權利要求8所述的聲頻裝置，其特征在于輸出放大器和相應的揚聲器可成為一整體。
13.一種發射和接收系統，它包括發射裝置；和接收裝置；其中發射裝置包括信號轉換單元，用于執行將p×q個信道的輸入信號轉換為p+q個信道的脈寬調制信號的轉換處理；和發射單元，用于發射通過轉換處理單元獲得的p+q個信道的脈寬調制信號；和接收裝置包括接收單元，用于接收經過發射的p+q個信道的脈寬調制信號；和減法處理單元，用于從接收單元接收到的脈寬調制信號中，在p信道的每個脈寬調制信號和q信道的每個脈寬調制信號之間執行減法處理，并獲得p×q個信道的輸出差信號。
14.如權利要求13所述的發射和接收系統，其特征在于脈寬調制信號的參考周期的1/p時差發生在由于成為脈寬調制信號的轉換處理和減法處理而形成的p+q個信道的脈寬調制信號之間。
15.如權利要求14所述的發射和接收系統，其特征在于至少發射裝置和接收裝置的其中一個它包括校正時差的校正電路；和p×q個信道的輸出差信號相互之間沒有時間延遲。
全文摘要
本發明提供相互之間是矩陣連接的四個揚聲器。還設置一種轉換電路，用于將四個信道的聲頻信號轉換為經過時分的四個信道的脈寬調制信號以能與矩陣連接互補。設置了四個D類輸出放大器，其中轉換電路輸出的相應脈寬調制信號提供給它們。輸出放大器的輸出提供給揚聲器。
文檔編號H04R3/12GK1620190SQ20041010237
公開日2005年5月25日 申請日期2004年10月25日 優先權日2003年10月23日
發明者淺田宏平, 板橋徹德 申請人:索尼株式會社