專利名稱：無線通信系統用簡易及強韌數字碼追蹤回路的制作方法
技術領域：
本發明是關于無線通信領域。尤其是關于一種改良的展頻(spreadspectrum)通信系統領域用的碼追蹤系統及方法。
背景技術：
碼分多址(CDMA)技術已廣泛地使用于移動小區電話系統。CDMA技術的優點在于其于可能經驗多路徑衰退(multi-path fading)的情況中是很強韌的。一耙接收器，其常被使用于CDMA接收，包括一排相關器(correlator)及一組合器。每一相關器，或耙手指，被用以分別偵測及解調制寬頻衰退信道的最強的多路徑成份(手指)之一，而該組合器組合所有相關器的輸出以獲得來自這些最強的多路徑成份的組合能量。因為多路徑訊號的數目及它們的位置因時間而變化，因此需要每一多路徑成份的時間追蹤。為了時間追蹤的目的，通常使用一碼追蹤回路(code-tracking loop，CTL)，也稱為延遲鎖定回路(delay lock loop，DLL)。在之前的CTL設計中，使用壓控振蕩器(VCO)或數字控制振蕩器(NCO)。CTL可以是同調(coherent)或非同調(noncoherent)。同調及非同調與如何加總去擴數據(despread data)以產生一誤差信號(errorsignal)有關。

發明內容
依據本發明，為在無線多路徑衰退信道上傳輸的展頻信號的多路徑成份的時間追蹤而使用一種簡單及強韌的碼追蹤回路(code-tracking loop，CTL)。該CTL包括使用一偽噪聲(pseudo noise)序列對早及晚數據樣本去擴，藉由去擴輸出一誤差訊號，調整多個準時，早及晚樣本，以及決定做為誤差信號的數據速率的一分數部份的一控制訊號的數據速率。該CTL具有實施的簡化結構。一聯合CTL也被揭示用以于二多路徑彼此非常接近時消除二多路徑之間的干擾。


圖1是無線通信鏈的圖式。
圖2是使用高取樣輸入數據的CTL的框圖。
圖3是使用低取樣速率輸入的CTL的框圖。
圖4是UMTS FDD系統的一種CTL設計的框圖。
圖5是表示在信號對噪聲比SNR＝-24dB時的仿真時間追蹤圖。
圖6是在SNR＝-24dB時的仿真時間追蹤圖。
圖7表示SNR＝-24dB時的仿真時間追蹤圖。
圖8是當二相鄰CTLs由少于一個半碼片(chip)所分離時位于其間的干擾圖。
圖9是聯合CTL的框圖。
具體實施例方式
本發明將參照圖式而被詳細描述，其中相同的標號始終代表相同組件。
圖1是無線通信鏈的圖式，其包括一或更多基站11(為簡化，僅表示一個)，以及一或更多無線傳輸及接收單元(WTRUs)12(為簡化，僅表示一個)。該基站包括一傳輸器(未示出)以及接收器13，而該WTRU 12包括一傳輸器(未示出)以及接收器14。至少一基站11及WTRU 12具有傳輸功能，因此在基站11與WTRU 12之間建立一個通信鏈，如同由天線17，18所表示。熟悉本技藝的人士應該了解，本發明的CTL 21被實施于一接收器之內，例如接收器13或14。
CTL使用早及晚信號(亦即樣本)以產生時間追蹤用的誤差信號。該早及晚樣本分別被定義為比準時的樣本早半個碼片(半碼片期間)以及晚半碼片(半碼片期間)的樣本。一個“碼片(chip)”是傳輸擴散碼的一位的時間區間，而半碼片是一碼片區間的一半。碼片時間區間的頻率稱為“碼片速率”。在UMTS CDMA及CDMA 2000標準中，碼片速率被定義為3.84MHz/s。
參照圖2，其表示依據本發明的CTL 21的框圖。輸入者為具有16倍碼片速率的速率的樣本。應該注意的是雖然此處提及特定的數據速率，這些數據速率的提供是為例示之用。例如，雖然數據取樣速率可能變化，8及16的取樣速率是典型的取樣速率。在使用16倍取樣速率的另一實例中，對16樣本的每一個將是用以去擴，解調制以及耙組合。的一個“準時”的同步樣本。CTL 21將追蹤此時間并選擇準時的樣本。為達成此目標，CTL 21將使用早及晚樣本。
CTL21包括一輸入樣本區段23，一早樣本偽噪聲(PN)去擴器25，一晚樣本PN去擴器26，一早-晚偵測器27，一集成及轉儲(dump)電路28，一碼元計算器29以及一加總器30。輸入樣本選擇器23提供早及晚樣本給PN去擴器25，26，其接著提供信號給早-晚偵測器27。該早-晚偵測器27包括一晚功率(late power)計算器27a，一早功率(early power)計算器27b以及一加總器27c。早-晚偵測器27的輸出是提供給集成及轉儲電路28的一誤差信號。集成及轉儲電路28的輸出被傳送給碼元計算器29。碼元計算器29輸出被輸入加總器30的+/-信號。該加總器30考慮先前的結果轉換該相對的時間控制信號(亦即，-1/+1)至一絕對時間控制信號。加總器30的輸出被傳送至輸入樣本選擇器23以形成回路。
由集成及轉儲電路28中的集成器所執行的集成功能累積信號功率并改善信號對噪聲比。在信號被集成一預先定義或預先決定的時間區間時，集成值被輸出。為集成下一時間間隔的信號，在集成器中的信號首先被清除。因此，集成器不連續地在不同時間區間之間集成信號的等式稱為“集成及轉儲”。該集成區間被選擇為一導頻碼元區間。于一較佳實施例中，該導頻碼元區間是預定數目的碼片，其于例示的實施例中為256碼片。
CTL21藉由首先由去擴早樣本及晚樣本而運作。該等早及晚樣本由接收器已知的PN序列去擴。被去擴的數據被標示為早樣本的Se(k)及晚樣本的Sl(k)，其中Se(k)及Sl(k)為復數(complex number)，而k代表時域(time domain)中的第k個數據。早-晚偵測器27使用去擴的數據或數據碼元以產生一誤差信號，其可使用等式(1)非同調地獲得Er(k)＝|Se(k)|2-|Sl(k)|2。
等式(1)對每N個誤差信號Er(k)，其中(N＞1)，一控制信號C0將依據這些誤差信號Er(k)的總合而被產生，其可被表示為C0=sign{Σk=1NEr(k)}.]]>等式(2)此控制信號C0是用以調整所有準時，早及晚樣本向前及向后M個樣本。通常M＝1或2或M/16碼片，其通常是1/16碼片或1/8碼片。控制信號C0的數據速率因使比誤差信號Er(k)的數據速率低N倍。
依然參照圖2，在某些情況中，傳輸數據可以被去除。如果是這樣(亦即，傳輸的數據可以被消除)，這是藉由先移除來自去擴的早信號及去擴的晚信號的調制信號而完成。這分別產生Se(k)*a(k)*以及等式(3)Sl(k)*a(k)*分別等式(4)其中a(k)為傳輸的碼元或傳輸信號的評估，而()*代表共軛。因此，具有被移除數據的N1去擴的早及晚信號被同調加總以計算誤差訊號Er(k)，其可被表示為Er(k)=|Σk=1N1Se(k)a(k)*|2-|Σk=1N1Sl(k)a(k)*|2·]]>等式(5)去擴數據Se(k)或Sl(k)包括一解調制碼元a(k)，亦即BPSK調制的的{1，-1}或QPSK調制的{-1，+1，-j，+j}。當去擴數據Se(k)或Sl(k)被乘上如等式(3)及(4)中的a(k)的共軛，去擴數據Se(k)或Sl(k)中的a(k)成份將被“去除”(removed)。
誤差信號Er(k)的數據速率因此低于去擴的早或晚信號N1倍，因為每一N1去擴早及晚信號產生一誤差信號。對每一誤差信號Er(k)，其中N＞1，一控制信號C0依據這些N誤差信號的總合的碼元而產生，且此控制信號C0的數據速率比誤差信號的數據速率低N1×N倍。
在另一情況中，誤差信號Er(k)被產生。等式(1)使用一去擴數據碼元以產生一誤差信號Er(k)。等式(5)使用N1去擴數據碼元以產生一誤差信號Er(k)。因此，誤差信號Er(k)的數據速率以N1倍不同。
依據本發明的一實施例，同調及非同調方法皆被使用。同調偵測同調地增加信號(亦即，直接加總復數數字)，例如等式5中的總合(或如的后將解釋的，等式7的內總合(inner sum))。非同調偵測非同調地增加信號(亦即，復數的功率數目)，例如將參照等式(6)所做的解釋的總合。二方法之間的不同在于同調偵測的性能比非同調偵測好。然而，為使用同調偵測以獲得較佳的性能，傳輸的信號必須為已知或如等式5所執行的評估。
依據本發明使用低取樣速率輸入數據的第二實施例的CTL 31表示于圖3此CTL 31包括一內插器33，一早樣本PN去擴器35，一晚樣本PN去擴器36，一早-晚偵測器37，一集成及轉儲電路38，一碼元計算器39以及一加總器40。內插器33提供早及晚樣本給PN去擴器35，36，其接著提供信號至早-晚偵測器37。該早-晚偵測器37包括一晚功率計算器37a，一早功率計算器37b以及一加總器37c。早-晚偵測器37的輸出是提供給集成及轉儲電路38的一誤差信號Er(k)。集成及轉儲電路38的輸出被傳送給碼元計算器39。
碼元計算器39輸出被輸入加總器40的+/-信號。該加總器40考慮先前的結果轉換該相對的時間控制信號(亦即，-1/+1)至一絕對時間控制信號。加總器40的輸出被傳送至內插器33以同圖2所述的方式形成回路。
為低取樣速率輸入數據，取樣速率一般是每碼片2樣本。為調整準時及早/晚樣本向前或向后一碼片速率的部分(例如1/16碼片或1/8碼片)，內插器33被用以產生所有準時的樣本，以及由被偏移來自先前樣本的時間量的早/晚養本。
如所見，輸入數據速律與圖2所示的輸入樣本選擇器23以及圖3所示之內插器33不同。樣本選擇器23依據控制信號C0選擇使用那些輸入樣本。因為內插器33僅具有每碼片二輸入樣本，其必須依據一控制信號輸入產生或插入想要的樣本。
圖2的CTL 21需要高速的模擬數字轉換器(ADC)。圖3的CTL 31使用低速ADC，其成本較低，但CTL 31也需要額外的內插器以重新產生想要的樣本。以CTL 21，高數據速率被使用(例如，16樣本/碼片)且因此需要高速的ADC。以CTL 31，低數據速率(例如2樣本/碼片)被使用且因使需要低速度的ADC。不同的數據速率對不同的應用而言是需要的。例如，在圖4，低速的ADC是較好的，因為使用2樣本/碼片以及內插器53。
于對應UMTS FDD標準的實施例中，為上行鏈路(uplink)傳輸，每一專用控制物理控制信道的時隙包含10個碼元(包括導頻，傳遞功率(power)控制以及TFCI位)。在這些碼元中，導頻碼元為接收器所已知，但功率控制及TFCI位對接收器而言是未知。假設SEk，j及SLk，j指示第k時隙內第j碼元的去擴的早及晚信號。如果CTL 31每二幀(frame)(每幀有15時隙而每2幀有30個時隙)被更新，則在使用非同調結合的集成及轉儲電路38的輸出的控制信號C0可以被表示為C0=SIGN{Σk=130Σj=110{|SEk,j|2-|SLk,j|2}}.]]>等式(6)另一種情況是CTL 31同調加總來自一時隙的早及晚信號的數目，且隨后計算誤差信號Er(k)的功率。再次地，如果CTL 31每二幀被更新一次，則在集成器的輸出的控制信號C0可以被表示為C0=SIGN{Σk=130{|Σj=1N1SEk,jak,j*|2-|Σj=1N1SLk,jak,j*|2}};]]>等式(7)其中，ak，j為已知第k時隙的j樣本中的導頻位或評估的功率控制/TFCI位。
藉由實施以下項目的不同組合的其它實施例是可能的1)使用一輸入樣本選擇器23(為圖2所示的高速ADC)或內插器33(為圖3所示的低速ADC)；2)使用如等式1及6所示的非同調誤差信號或使用等式5及7所示的誤差信號的計算；以及3)使用如等式1-5，6及7所示的誤差信號功率或使用如等式9所示的誤差信號絕對值。如以上所解釋，圖2使用輸入樣本選擇器，非同調誤差信號計算，以及誤差信號功率(等式1)。圖4，如以下所解釋，使用內插器，非同調誤差信號計算以及誤差信號絕對值。
如以上所解釋，等式(6)及(7)代表產生如以上所述的誤差信號Er(k)的二種不同方法。等式(6)使用非同調偵測并使用等式(1)的誤差信號產生，而等式(7)使用同調偵測并使用等式(5)中的誤差信號產生。此“SIGN”是用以向前或向后調整時鐘。當等式(6)或(7)的碼元是正的，其將調整時鐘向后；而當等式(6)或(7)是負的時候，其將調整時鐘向前。
依據本發明的UMTS FDD的CTL的實施例表示于圖4。CTL電路51包括一內插器53，一延遲電路54，早及晚PN去擴器55，56，計算個別信號的絕對值的二大小計算電路57，58，以及一加總器59。同樣包含的是一集成及轉儲電路63，一碼元計算器64以及一第二加總器65。內插器53提供一信號早/晚輸出至延遲電路54，其提供一早信號至早PN去擴器55。內插器53的輸出直接被提供給晚PN去擴器56，而去擴器55，56的輸出被提供給個別的大小計算電路57，58。
圖4電路使用由等式(1)及(6)所描述的第一誤差信號產生方法，因為早樣本及晚樣本被正好一個碼片區間所分離，而早樣本可以藉由從晚樣本延遲一樣本而獲得。此外，在圖4，由早及晚信號功率計算器37a及37b執行的平方計算被取代為絕對值計算以便簡化硬件復雜度。
如果比較等式(9)與等式(1)，可以看見的是集成器及轉儲電路63執行如等式(6)所述的加總；而碼元計算器64解答如等式(6)所描述的碼元(+或-)。因為此碼元產生一相對的時鐘調整，新的絕對時鐘信號由加總先前的絕對時鐘與進入的相對調整而被產生。這在加總器65之中產生。
絕對值(大小計算電路57，58中所計算的早及晚去擴器55，56)被提供給加總器59，其提供一誤差信號Er(k)做為其輸出至集成器及轉儲電路63，其接著輸入至碼元計算器64。來自碼元計算器64的輸出是嚴格限制于+/-1信號，其被提供為至那插器53的相位控制，以形成回路。
誤差信號Δk，j是絕對值Ek，j與Lk，j的差異，其可被表示為Δk，j＝|Ek，j|-|Lk，j|等式(9)集成器及轉儲電路63提供誤差信號的大小且其輸出被碼元計算器64嚴格限制為+1或-1，依據被加總的誤差信號的碼元而定。此+1或-1被用以調整所有準時，早及晚的樣本向前或向后1/8碼片的時鐘，并且藉由控制內插相位而被實施。此內插相位藉由以新輸入數據(＝1或-1)減除先前相位而被更新。
內插器53使用四樣本(樣本間隔為半個碼片)以產生準時的及晚的樣本。樣本控制信號(亦即，內插器輸出)，時鐘偏移及內插是數表示于表一。早樣本是由將先前產生的晚樣本延遲一個樣本而被產生。如果準時的樣本在相位”0”，則晚樣本將在相位”2”。如果準時的樣本在相位”x”，則晚樣本將在相位”x+2”。
表一內插相位，時鐘偏移及是數

集成器及轉儲電路63在穩定追蹤模式期間每30時隙被重設一次，而于初使拉入(pull-in)期間每10個時隙重設一次。在初始，CTL 51是處于一“粗糙」”時鐘位置。希望CTL 51能夠快速反應以發現正確的時鐘位置(初始拉入模式)隨后CTL 51將鎖定此位置并追蹤任何時鐘改變(追蹤模式)。在手指被指派給CTL 51的后于第五幀期間，CTL 51被假設在拉入模式中，且從第6幀開始，CTL 51被假設在追蹤模式中。
對拉入模式，CTL 51每10個時隙被更新且所有10導頻及數據碼元每個專用物理控制信道(dedicated physical control；channel，DPCCH)時隙被使用。于此情況中累積器的輸出Q可以表示為Q=SIGN{Σk=110Σj=110Δk,j},]]>等式(10)
對穩定模式，CTL 51每30時隙(或二幀)被更新，而所有10導頻及數據碼元每DPCCH時隙被使用。集成器及轉儲電路63的輸出可以表示為Q′=SIGN{Σk=130Σj=110Δk,j}.|]]>等式(11)CTL 51追蹤在一靜態模式期間的仿真結果被執行。此仿真參數如下1)時間及頻率漂移為0.613ppm；2)信道為AWGN信道；3)目標SNR＝-24dB；4)CTL 51每二幀(30秒)被更新一次；5)為每次CTL 51的更新，施加向前或向后的1/8碼片調整；6)計算最大時鐘誤差；7)計算均方時鐘誤差的平方根(RMSE)；8)考慮非同調及同調組合；9)對非同調組合，每時隙10碼元被使用，且誤差信號計算同等式(6)；10)對同調組合，每時隙只有10碼元被使用，而誤差信號計算同等式(7)，N1＝3；11)仿真簡化的方法，其使用絕對值而不使用早及晚信號的功率。
圖5是表示在SNR＝-24dB使用同調偵測的仿真的時鐘追蹤的圖式。藉由使用等式(7)，可以達成每時隙10導頻碼元的非同調組合。圖6是表示在SNR＝-24dB使用非同調偵測的仿真的時鐘追蹤的圖式。
圖7表示依據本發明使用等式(11)的簡化的誤差信號計算的結果。因為非同調組合的等式(6)及同調組合的等式97)二者中的誤差信號計算需要計算復數的功率，此功率計算在硬件實施上非常復雜。為了降低硬件的復雜度，使用大小計算取代功率計算。
如果所有10隱導及數據碼元被用于每時隙的非同調組合，且CTL每二幀(30時隙)被更新，則累積器輸出可被表示為Q′′=SIGN{Σk=130Σj=110{|Ek,j|-|Lk,j|}}.|]]>等式(12)如果在每一時隙內的同調組合使用第一三導頻碼元，且CTL每二幀(30時隙)被更新，則累積器輸出可被表示為Q=SIGN{Σk=130{|Σj=13Ek,j|-|Σj=13Lk,j|}}.|]]>等式(13)表二是不同CTL方法的RMSE的性能比較集合。于此表中，三個CTL方法被比較。一個是每時隙使用10碼元的非同調組合；第二種是每時隙使用3導頻碼元的同調組合；第三種是每時隙使用10碼元的簡化的非同調組合。對目標SNR＝-24dB，三方法被緊密地執行。當SNR為-34dB，同調組合執行最差，因為使用較少的碼元。簡化的方法比非簡化的版本差。
表二不同CTL方法的RMSE

每一CTL獨立追蹤一手指。當二多路徑(或手指)位于一個半碼片內時，二手指的二CTL教互相干擾且因此衰退CTL追蹤性能。依據本發明特定的形式，一聯合方法被用以降低來自互相的干擾。不需要一般性的損失，可以使用有二多路徑的方法。被接收信號r(t)可以被表示為r(t)＝h1(t)s(t)+h2(t)s(t-τ)等式(14)其中s(t)為有用的信號，s(t)=Σk=-∞∞akg(t-kT),|,]]>ak為信息碼元，而g(t)為信號波形。h1(t)為第一路徑的信道增益，而h2(t)為第二路徑的信道增益。τ是二手指之間的相對延遲。說明的是在等式(14)中并未考慮附加的白高斯噪聲。
當二相鄰手指的機的相對延遲小于1.5碼片時，二獨立的CTL將互相干擾，如圖8所示。應說明的是三角形波形僅為說明之用，在實際上并不需要使用。由于干擾，二CTL的性能將衰退。第一手指的晚信號的樣本將包含來自第二手指的干擾h2g(τ-T/2)，而第二手指的早信號的樣本將包含來自第一手指的干擾h1g(τ-T/2)。第一手指的晚信號的樣本S11st(k)為Sl1st(k)=h1(k)g(T/2)+h2(k)g(τ-T/2)]]>等式(15)而第二手指的早信號的樣本S12nd(k)為Se2nd(k)=h1(k)g(τ-T/2)+h2(k)g(T/2)]]>等式(16)圖9是聯合CTL方法100的框圖。此等組件類似圖4，但具有一聯合誤差信號計算器102如同二CTL電路103，104般操作。
CTL電路103包括一內插器113，一延遲電路114，早及晚PN去擴器115，116，計算個別信號的絕對值的大小計算電路117，118，以及加總器119。同樣包括的是集成器及轉儲電路123，一碼元計算器124以及一第二加總器125。內插器113提供一信號早/晚輸出至延遲電路114，其提供一早信號至早PN去擴器115。內插器113的輸出直接被提供給晚PN去擴器116，而去擴器115，116的輸出被提供給個別的大小計算電路117，118。CTL電路104包括一內插器133，一延遲電路134，一早及晚PN去擴器135，136，計算個別信號的絕對值的大小計算電路137，138，以及加總器139。同樣包括的是集成器及轉儲電路143，一碼元計算器144以及一第二加總器145。內插器133提供一信號早/晚輸出至延遲電路134，其提供一早信號至早PN去擴器135。內插器133的輸出直接被提供給晚PN去擴器136，而去擴器135，136的輸出被提供給個別的大小計算電路137，138。
如所見，二手指間的相對延遲τ可以從CTLs獲得。如圖4電路的情況，圖9的電路使用由等式(1)及(6)所描述的第一誤差信號產生方法，因為早及晚樣本正好由一碼片間隔分離，且該早樣本可藉由延遲一樣本從晚樣本獲得。使用絕對值計算以簡化硬件復雜度。
依據本發明特定的形式，以下二種方法對去消干擾而言是有效的方法1如果信道增益h1(t)及h2(t)為已知，干擾藉由從有用信號中減去干擾而被消除。該誤差信號被產生為El1st(k)=|Se1st(k)|2-|Sl1st(k)-h2(k)g(τ-T/2)|2]]>等式(17)Er2nd(k)=|Se2nd(k)-h1(k)g(τ-T/2)|2-|Sl2nd(k)|2]]>等式(18)控制信號C0使用等式(2)被計算。
方法2如果如果不知道信道增益h1(t)及h2(t)，但二手指的功率為已知，其為信道增益|h1|2及|h2|2，E|h1|2及E|h2|2的平均。因為1NΣk=1N|Sl1st(k)|2=E|h1|2g2(T/2)+E|h2|2g2(τ-T/2)|]]>等式(19)1NΣk=1N|Se2nd(k)|2=E|h1|2g2(τ-T/2)+E|h2|2g2(T/2)]]>等式(20)控制信號C0被計算如下，其干擾被移除。
C01st=sign{1NΣk=1N|Se1st(k)|2-1NΣk=1N|Sl1st(k)|2-E|h2|2g2(τ-T/2)}|]]>等式(21)C02nd=sign{1NΣk=1N|Se2nd(k)|2-1NΣk=1N|Sl2nd(k)|2-E|h1|2g2(τ-T/2)}]]>等式(22)本發明在小區移動系統中是有用的。于一較佳實施例中，本發明被實施于由一射頻網絡控制器或點B傳輸控制器的一基站傳輸中。然而，應了解的是，本發明可使用于展頻通信傳輸的廣泛的變化。
權利要求
1.一種數碼追蹤回路，包括一去擴器，用以藉由使用一偽噪聲序列而去擴早及晚數據樣本；一誤差信號輸出，其是由該去擴器所產生，以及一調整裝置，其是用于多個準時，早及晚樣本，被提供為該誤差信號的一數據速率的一部份的一控制信號的一數據速率。
2.如權利要求1所述的數碼追蹤回路，其中該去擴數據樣本包括分別為早與晚樣本的Se(k)與Sl(k)，Se(k)與Sl(k)為復數數字，k代表時域內第k個數據；以及該早及晚數據表現Er(k)＝|Se(k)|2-|Sl(k)|2。
3.如權利要求1所述的數碼追蹤回路，包括該誤差信號輸出，以提供時鐘追蹤，該早及晚樣本是分別被定義為比準時數值早半碼片區間與晚半碼片區間。
4.如權利要求3所述的數碼追蹤回路，其中對每N個樣本而言，一樣本提供一準時同步樣本，用于去擴，解調制及耙組合(rake combining)，該碼追蹤回路是追蹤此時鐘并選擇該準時的樣本。
5.如權利要求3所述的數碼追蹤回路，包括一專用物理控制信道的多個時隙的每一者包括10碼元，該10個碼元提供導頻，傳輸功率控制及TFCI位；以及該碼追蹤回路于每二幀被更新。
6.如權利要求1所述的數碼追蹤回路，其中該調整裝置提供在一無線多路徑衰退信道上直接序列展頻信號的多路徑成份的時間追蹤。
7.一種于一數碼追蹤回路中實施的射頻傳輸控制器，該射頻傳輸控制器包括一去擴電路，能夠藉由使用一偽噪聲序列而去擴早及晚數據樣本；一電路，提供由該去擴器產生的一誤差信號；一電路，提供一控制信號；以及一電路，提供多個準時，早及晚樣本，被提供為該誤差信號的一數據速率的一部份的一控制信號的一數據速率用的調整。
8.如權利要求7所述的射頻傳輸控制器，其中射頻傳輸控制器去擴數據樣本是包括早與晚樣本的Se(k)與Sl(k)，Se(k)與Sl(k)為復數數字，k代表時域內第k個數據；以及該去擴電路依據下式以提供該早及晚樣本Er(k)＝|Se(k)|2-|Sl(k)|2。
9.如權利要求7所述的射頻傳輸控制器，包括一電路用以證實提供時鐘追蹤的一誤差信號，因此而提供該早及晚樣本在分別比準時數值早半碼片區間與晚半碼片區間。
10.如權利要求9所述的射頻傳輸控制器，其中對每N個樣本而言，一樣本提供一準時同步樣本，用于去擴，解調制及耙組合，該碼追蹤回路追蹤該時鐘并選擇該準時的樣本。
11.如權利要求9所述的射頻傳輸控制器，包括一專用物理控制信道的多個時隙的每一者是包括10碼元，該10個碼元提供導頻，傳輸功率控制及TFCI位；以及該碼追蹤回路于每二幀被更新。
12.如權利要求7所述的射頻傳輸控制器，其中該調整提供在無線多路徑衰退信道上直接序列展頻信號的多路徑成份的時間追蹤。
13.如權利要求7所述的射頻傳輸控制器，包括一聯合誤差信號計算器電路，用以當成提供去擴電路以及第二數碼追蹤回路用的誤差信號的電路。
14.如權利要求13所述的射頻傳輸控制器，其中該聯合誤差信號計算器提供一合成信號的二手指之間的一相對延遲τ的一指示。
15.如權利要求14所述的方法，其中位于該二手指間的該相對延遲的是為信號干擾計算提供一延遲的一指示。
16.一種藉由提供一數碼追蹤回路傳輸展頻信號的方法，包括藉由使用一偽噪聲序列以去擴早及晚數據樣本；產生由該去擴產生的一誤差信號輸出，以及提供多個準時，早及晚樣本，被提供為該誤差信號的一數據速率的一部份的一控制信號的一數據速率用的調整。
17.如權利要求16所述的方法，其中該數據樣本去擴包括分別為早與晚樣本的Se(k)與Sl(k)，Se(k)與Sl(k)為復數數字，k代表時域內第k個數據；以及依據下式提供該早及晚數據Er(k)＝|Se(k)|2-|Sl(k)|2。
18.如權利要求16所述的方法，包括該誤差信號輸出是提供時鐘追蹤，該早及晚樣本分別被定義為比準時數值早半碼片區間與晚半碼片區間的樣本。
19.如權利要求18所述的方法，其中對為每N個樣本而言，一樣本提供一準時同步樣本，用于去擴，解調制及耙組合，該碼追蹤回路追蹤此時鐘并選擇該準時的樣本。
20.如權利要求18所述的方法，包括一專用物理控制信道的多個時隙的每一者是包括10碼元，該10個碼元提供導頻，傳輸功率控制及TFCI位；以及該碼追蹤回路于每二幀被更新。
21.如權利要求18所述的方法，包括在一低取樣速率輸入數據情況中，藉由一碼片的部分而為準時及早/晚樣本向前或向后調整一時間；以及使用一內插器以產生一準時樣本，以及早/晚樣本是藉由從之前樣本所導出的一時間量而被偏移。
22.如權利要求16所述的方法，包括該誤差信號輸出提供時鐘追蹤，該早及晚樣本分別被定義為比準時數值早半碼片區間與晚半碼片區間的樣本；一碼片區間被建立為一時間區間以傳輸擴展碼的一位；以及一碼片區間的一頻率被選擇為大約3.84MHz/s。
23.如權利要求16所述的方法，其中該調整提供在無線多路徑衰退信道上直接序列展頻信號的多路徑成份的時間追蹤。
24.如權利要求16所述的方法，包括由聯合計算多個碼追蹤回路的該誤差信號的執行所產生一誤差信號的功能。
25.如權利要求24所述的方法，其中該聯合誤差信號計算提供一合成信號的二手指之間的一相對延遲τ的一指示。
26.如權利要求25所述的方法，其中該二手指之間的相對延遲τ提供信號干擾計算的一延遲的一指示。
27.一種于一數碼追蹤回路中實施的射頻傳輸控制器，該射頻傳輸控制器包括多個去擴電路，每一去擴電路能夠藉由使用一偽噪聲序列而去擴早及晚數據樣本；一電路，提供由該多個去擴器產生的一誤差信號；多個電路對應該多個去擴器，提供一控制信號；以及一電路，提供多個準時，早及晚樣本，被提供為該誤差信號的一數據速率的一部份的一控制信號的一數據速率用的調整。
28.如權利要求27所述的射頻傳輸控制器，其中該多個去擴電路是提供一寬頻的多個多路徑成份之間的一相對延遲τ的一指示。
29.如權利要求27所述的射頻傳輸控制器，其中射頻傳輸控制器去擴數據樣本，是包括早與晚樣本的Se(k)與Sl(k)，Se(k)與Sl(k)為復數數字，k代表時域內第k個數據；以及該去擴電路依據下式而提供該早及晚樣本Er(k)＝|Se(k)|2-|Sl(k)|2。
30.如權利要求27所述的射頻傳輸控制器，包括用以產生提供時鐘追蹤的一誤差信號的該電路，用以提供該早及晚樣本在分別比準時數值早半碼片區間與晚半碼片區間。
31.如權利要求27所述的射頻傳輸控制器，包括一專用物理控制信道的多個時隙的每一者，是包括10碼元，該10個碼元提供導頻，傳輸功率控制及TFCI位；以及該碼追蹤回路于每二幀被更新。
32.如權利要求27所述的射頻傳輸控制器，包括一聯合誤差信號計算器電路，用以當成提供去擴電路以及第二數碼追蹤回路用的誤差信號的電路。
33.如權利要求27所述的射頻傳輸控制器，中該聯合誤差信號計算器提供一合成信號的二手指之間的一相對延遲τ的一指示。
34.如權利要求27所述的射頻傳輸控制器，其中該二手指之間的相對延遲τ提供信號干擾計算的一延遲的一指示。
全文摘要
一種用于在無線多路徑衰退信道上所傳輸展頻信號的多路徑成份的時間追蹤的簡易及強韌CTL。一數字追蹤回路包括藉由使用一偽噪聲序列以去擴早及晚數據樣本的實施，一誤差信號輸出由該去擴器產生，以及多個準時，早及晚樣本，被提供為該誤差信號的一數據速率的一部份的一控制信號的一數據速率用的調整。
文檔編號H04B1/707GK1906860SQ03809522
公開日2007年1月31日 申請日期2003年4月29日 優先權日2002年4月29日
發明者彬·黎 申請人:美商內數位科技公司