低噪聲放大器電路的制作方法
【專利摘要】用于將單端輸入信號轉換為差分輸出信號的放大器(300)。該放大器(300)包括第一晶體管(301)、第二晶體管(302)、第三晶體管(303)和第四晶體管(304)。以共源極或共發射極模式配置的第一晶體管(301)接收單端輸入信號并且生成差分輸出信號的第一部分。以共源極或共發射極模式配置的第二晶體管(302)生成差分輸出信號的第二部分。第三和第四晶體管(303，304)電容性交叉耦合。放大器(300)還包括電感退化，使得第一晶體管(301)的源極或發射極連接至第一電感器(321)并且第二晶體管(302)的源極或發射極連接至第二電感器(322)。
【專利說明】
低噪聲放大器電路
技術領域
[0001] 本文中的實施例設及放大器。特別地，實施例設及無線通信設備中用于將單端輸 入信號轉換為差分輸出信號的低噪聲放大器。
【背景技術】
[0002] 在無線通信設備(例如現代蜂窩電話）中采用的收發器通常高度地集成有被集成 在射頻集成電路(RFIC)上的大部分收發器功能，該收發器通常包括發射器和接收器。高度 集成的RFIC減小了電話的印刷電路板(PCB)面積、復雜性和功耗，同時降低了部件的成本。 另外，在高端移動電話和膝上型電腦中使用的蜂窩接收器需要在多個頻帶操作，并且蜂窩 接收器必須支持若干無線標準，諸如全球移動通信系統(GSM)、寬帶碼分多址(WCDMA)和長 期演進化TE)等。
[0003] 由于每個接收頻帶通常需要在天線與RFIC之間的其自身的預選擇濾波器，所W RFIC的接收器輸入的數目基本上由需要支持的頻帶的數目確定。實際上，現有技術的RFIC 具有10到30個接收器輸入。另外，由于差分信號處理被認為對共模擾動和干擾更加不敏感 并且具有魯棒性，所W通常針對接收器RFIC采用差分輸入。自然，RFIC接收器的對應的第一 級一一通常為低噪聲放大器化NA)-一也被實現為差分輸入、差分輸出放大器。不幸的是， 由于每個差分LNA需要兩個輸入封裝引腳，所W在假定需要支持大量頻帶時，接收器輸入所 消耗的RFIC封裝引腳的數目將顯著增加。例如，在20個差分接收器輸入的情況下，在RFIC中 一共需要40個用于接收器輸入的封裝引腳。另外，在RFIC與包含預選擇濾波器等的前端模 塊(FEM)之間的PCB上路由20個差分射頻(RF)跡線變得非常有挑戰性。出于運一原因，非常 有益的是，LNA具有單端輸入W降低接收器所需要的RFIC封裝引腳的數目。另外，運簡化了 陽Μ與RFIC之間的PCB路由，并且還降低了對應路由所需要的PCB面積和足跡。另一方面，由 于電氣性能原因，非常有益的是，實現下變頻混頻器，其在接收器下游在LNA之后作為雙平 衡電路，因此LNA需要具有差分輸出。因此，需要單端到差分LNA。
[0004] 單端到差分放大器可W使用單端放大器來實現，單端放大器即具有單端輸入和輸 出的放大器，其之后是無源或有源己倫電路，己倫電路將放大器的單端輸出信號轉換為差 分信號。不幸的是，單端放大器對差地建模的接地和電源寄生效應非常敏感，電源寄生效應 諸如是寄生電感，其可W降低放大器增益、輸入匹配、噪聲圖（NF)等，并且在一些極端情況 下可能引起電路振蕩。由于單端放大器設計需要對接地和電源寄生效應的非常準確的建 模，因此由于更長的設計周期而存在對上市時間的懲罰的風險。另外，在包含RFIC的產品 中，客戶或另一子承包商可W設計PCB，因此，可W有益的是，使用對PCB寄生效應(例如電源 和接地電感)不敏感的LNA。最后，不可避免的接地和電源寄生回路也可W充當不期望的虛 假信號的磁性禪合的犧牲回路。
[0005] 通常，無源己倫電路被實現為感應變壓器。然而，在放大器輸出處使用的無源己倫 電路或變壓器電路通常比對應的差分電感器具有更低的品質因子，運導致功耗懲罰。另外， 有源己倫電路通過引入噪聲和非線性而降低了接收器的性能，同時也增加了接收器的功 耗。
[0006] 通過采用己倫電路來實現單端到差分放大器也是可能的，該己倫電路之后是差分 放大器，即具有平衡的或差分的輸入和輸出的放大器。己倫電路將單端輸入信號轉換為差 分放大器的差分信號。傳統的己倫電路可W被實現為忍片上或忍片外感應變壓器。然而，由 于己倫電路的損耗關于接收器W非常關鍵，所W己倫電路通常實現為具有高品質因子(Q因 子)和低損耗的忍片外部件。
[0007] 不幸的是，由于每個RFIC接收器輸入需要其自己的己倫電路并且外部己倫電路幾 乎與預選擇濾波器一樣昂貴，所W解決方案由于高成本而不太吸引人，并且消耗大的PCB面 積。
[000引US 6366171公開了單端到差分LNA，其可W集成在娃上，但是在該技術中，需要補 償電路W改善差分信號相位不平衡。另外，生成差分輸出信號所需要的輔助支路生成大量 噪聲和非線性。
[0009] 在US 7646250和CHOI,J.等人的A Low Noise and Low Power RF 化ont-End for 5.8-GHz DSRC Receiver in 0.1Sum CMOS,Journal of Semiconductor Technology and Science,Vol. 11，No.l，March，2011中公開了具有類型拓撲的單端到差分信號轉換器，該拓 撲能夠響應于單端輸入電壓而提供良好平衡的輸出電流。圖1中示出了如下拓撲，其中單端 到差分轉換器包括第一晶體管化和第二晶體管M2,每個晶體管被配置為共源放大器。另外， 電容性交叉禪合的晶體管對M3和M4禪合至第一和第二晶體管化和M2的輸出。Zl是在轉換器的 輸出處禪合的IX諧振器電路。不幸的是，由于運一電路具有電容性或虛輸入阻抗，所W其輸 入阻抗不能匹配真阻抗，諸如50 Ω，甚至是在忍片外匹配網絡的情況下。因此，圖1所示的單 端到差分轉換器在圖2所示并且在W下描述的無線接收器中不能用作LNA，在圖2中LNA輸入 阻抗需要匹配在LNA前面的帶通濾波器的特征阻抗，該特征阻抗通常為50 Ω。
[0010] 在圖2所示的無線接收器中，需要RF濾波器或帶通濾波器W執行所接收的RF頻帶 的預選擇。在沒有RF濾波器的情況下，接收器的線性要求是壓倒性的并且是不實際的。另一 方面，如果RF濾波器的終端阻抗明顯不同于規定的特征阻抗，則會在RF濾波器的通帶中引 起大的波紋(ripple)和損耗并且使RF濾波器的過渡頻帶惡化。運樣的大的損耗需要避免， 因為它們例如可能導致接收器NF和靈敏度的懲罰。因此，非常重要的是，LNA針對RF濾波器 呈現足夠準確的終端阻抗。

【發明內容】

[0011] 因此，本文中的實施例的第一目的是提供具有改進的性能的單端到差分放大器。
[0012] 根據本文中的實施例的第一方面，該目的通過用于將單端輸入信號轉換為差分輸 出信號的放大器來實現。根據本文中的實施例的放大器包括第一晶體管，第一晶體管W共 源極或共發射極模式配置W接收單端輸入信號并且生成差分輸出信號的第一部分。放大器 還包括第二晶體管，第二晶體管W共源極或共發射極模式配置W生成差分輸出信號的第二 部分。放大器還包括第Ξ晶體管和第四晶體管，第Ξ晶體管和第四晶體管交叉禪合并且按 照W下方式連接至第一和第二晶體管：
[0013] 第一晶體管的漏極或集電極經由第一電容器禪合至第四晶體管的柵極或基極；
[0014] 第二晶體管的漏極或集電極經由第二電容器禪合至第Ξ晶體管的柵極或基極；W 及
[0015] 第一晶體管的漏極或集電極連接至第Ξ晶體管的源極或發射極，第二晶體管的漏 極或集電極連接至第四晶體管的源極或發射極。
[0016] 另外，第一晶體管的漏極或集電極直接地或者經由第Ξ電容器禪合至第二晶體管 的柵極或基極。
[0017] 放大器還包括退化電感，使得第一晶體管的源極或發射極連接至第一電感器并且 第二晶體管的源極或發射極連接至第二電感器
[0018] 本文中的實施例的第二目的是提供具有改進的性能的多頻帶接收器。
[0019] 根據本文中的實施例的一方面，該目的通過在多個頻帶操作的接收器來實現。該 接收器包括被配置成接收單端輸入信號并且生成單端輸出信號的一個或多個射頻濾波器。 接收器還包括一個或多個根據本文中的實施例的被配置成將單端輸入信號轉換為差分輸 出信號的放大器，該單端輸入信號是從射頻濾波器生成的單端輸出信號。另外，一個或多個 放大器的輸入阻抗被配置成分別匹配一個或多個射頻濾波器在操作頻率處的輸出阻抗。
[0020] 根據本文中的實施例的另一方面，該目的通過在接收器中的方法來實現，該接收 器用于在多個頻帶操作。該方法包括在一個或多個射頻濾波器中接收單端輸入信號并且生 成單端輸出信號。該方法還包括在一個或多個根據本文中的實施例的放大器中接收所生成 的單端輸出信號并且在一個或多個放大器中將所接收的單端輸入信號轉換為差分輸出信 號。另外，一個或多個放大器的輸入阻抗被配置成分別匹配一個或多個射頻濾波器在操作 頻率處的輸出阻抗。
[0021] 根據本文中的實施例的放大器具有若干優點。第一，由于放大器包括作為電感退 化的共源極或共發射極晶體管的第一晶體管、連同輸入匹配電路，因此其能夠提供良好定 義和良好調節的輸入阻抗。第二，由于放大器能夠提供良好定義和良好調節的輸入阻抗，其 輸入阻抗可W被設計成匹配RF濾波器的特征阻抗，因此放大器適合用作無線通信設備中的 接收器中的低噪聲放大器。第Ξ，由于放大器包括交叉禪合并且連接至第一和第二晶體管 的第Ξ晶體管和第四晶體管，因此放大器能夠提供良好平衡的差分輸出信號。另外，由于交 叉禪合的第Ξ和第四晶體管，所W由放大器中的第二晶體管引起的噪聲和非線性在良好平 衡的差分輸出信號處被消除。因此，第二晶體管對整個放大器噪聲和線性性能具有可忽略 的影響。
[0022] 因此，本文中的實施例提供在輸入阻抗匹配、噪聲和線性方面具有改進的性能的 單端到差分放大器。另外，本文中的實施例還提供由于使用根據本文中的實施例的放大器 作為接收器中的低噪聲放大器而具有改進的性能的多頻帶接收器。由于放大器的在輸入阻 抗匹配、噪聲和非線性方面的改進的性能，在例如噪聲和線性方面的整個接收器性能得到 了改進。
【附圖說明】
[0023] 參考附圖更詳細地描述本文中的實施例的示例，在附圖中：
[0024] 圖1是圖示根據現有技術的具有電容交叉禪合的晶體管對的單端到差分放大器的 示意圖。
[0025] 圖2是圖示根據現有技術的具有單端到差分LNA的直接轉換接收器的示意圖。
[0026] 圖3是圖示根據本文中的實施例的單端到差分放大器的示意圖。
[0027] 圖4是圖示圖3所示的單端到差分放大器的分析模型的示意圖。
[0028] 圖5是圖示本文中的實施例能夠在其中實現的無線通信設備的框圖。
[0029] 圖6是描繪根據本文中的實施例的接收器中的方法的流程圖。
【具體實施方式】
[0030] 當今，無線通信設備中的大多數接收器基于直接轉換或零中頻(零IF)架構，因為 運些接收器拓撲允許非常高水平的集成和低成本。零IF接收器還允許多模式、多頻帶接收 器的有效集成。
[0031] 圖2示出了具有單端到差分LNA 210的直接轉換接收器200的簡化框圖。天線220向 RF濾波器230饋送所接收的RF模擬信號，RF濾波器230執行所接收的RF頻帶的預選擇并且傳 遞所選擇的RF模擬信號。LNA 210放大所選擇的RF模擬信號并且驅動下變頻混頻器240(簡 稱為混頻器），下變頻混頻器240對放大的RF模擬信號進行下變頻。下變頻后的模擬信號在 低通濾波器和模擬基帶(ABB)250的增益級中被濾波和放大，并且然后在模數轉換器(ADC) 260中被轉換為數字信號。如圖2所示，LNA 210輸入處的所選擇的RF信號是單端的，但是在 ADC 260之前的其余信號處理利用差分信號來執行。
[0032] 在集成的直接轉換接收器中使用的混頻器240實際上總是基于單平衡或雙平衡電 路拓撲。如果混頻器使用差分本振化0)信號和單端RF信號操作，則其被稱為單平衡。然而， 如果混頻器使用差分RF和L0信號二者，則其稱為雙平衡。
[0033] 與單平衡混頻器相比，雙平衡混頻器生成較少的偶數階失真并且提供更好的端口 到端口隔離。另外，單平衡拓撲更易受L0信號的噪聲的影響。出于運些原因，雙平衡混頻器 拓撲是優選的，并且LNA 210需要為雙平衡混頻器提供差分驅動信號，如圖2所示。本文中的 實施例提供改善接收器200的性能的LNA電路。
[0034] 根據本文中的實施例，圖3示出了用于將單端輸入信號轉換為差分輸出信號的單 端到差分放大器300。圖3是簡化的示意圖，其中省略了所有偏置細節。放大器300可W用作 圖2中的接收器中的LNA210。
[00巧]如圖3所示，放大器300包括第一晶體管301 Ml、第二晶體管302 M2、第Ξ晶體管303 M3和第四晶體管304 M4。雖然圖3所示的晶體管是具有柵極、漏極和源極運樣的端子名稱的 金屬氧化物半導體(M0S)晶體管，然而也可W使用其他類型的晶體管，例如具有基極、集電 極和發射極運樣的對應端子名稱的雙極結晶體管(BJT)。
[0036] W共源極或共發射極模式配置的第一晶體管301接收單端輸入信號并且生成差分 輸出信號的第一部分，即輸出電流i〇uT+。也W共源極或共發射極模式配置的第二晶體管302 生成差分輸出信號的第二部分，即輸出電流iouT-。第Ξ和第四晶體管303、304電容交叉禪合 并且連接至第一和第二晶體管301、302。
[0037] 另外，如圖3所示，第一、第二、第Ξ和第四晶體管301、302、303、304的具體連接是： 第一晶體管301的漏極或集電極經由第一晶體管311 Cl禪合至第四晶體管304的柵極或基 極;第二晶體管302的漏極或集電極經由第二電容器312 C2禪合至第Ξ晶體管303的柵極或 基極；另外，第一晶體管301的漏極或集電極經由第Ξ電容器313 C3禪合至第二晶體管302 的柵極或基極;并且另外，第一晶體管301的漏極或集電極連接至第Ξ晶體管303的源極或 發射極，第二晶體管302的漏極或集電極連接至第四晶體管304的源極或發射極。
[0038] 根據一些實施例，第Ξ電容器C3可W用短路來代替。在運種情況下，第二晶體管 302的柵極或基極直接連接至第一晶體管301的漏極或集電極。
[0039] 放大器300還包括電感退化(degeneration),使得第一晶體管301的源極或發射器 連接至第一電感器321 Lsi，并且第二晶體管302的源極或發射極連接至第二電感器322 Ls2〇
[0040] 根據一些實施例，退化電感器321和322,即Lsi和Ls2,也可W使用單個差分電感器 來實現。因此，放大器300包括差分退化電感，使得第一晶體管301的源極或發射極連接至差 分電感器的第一端子并且第二晶體管302的源極或發射極連接至差分電感器的第二端子。 取決于差分電感器拓撲，差分電感器的中間接入端子可W接地。
[0041] 放大器300還包括匹配電路330。第一晶體管301的柵極或基極通過匹配電路330禪 合至單端輸入信號。在圖3中，Zgnd表示寄生接地阻抗，理想情況下Zgnd = 0 Ω。匹配電路330通 常使用忍片外高品質(高Q)無源部件來實現。最普遍的是，一個或兩個無源部件足W將感興 趣的頻率處的放大器輸入阻抗與RF濾波器的阻抗(例如50 Ω)進行匹配。匹配電路330可W 包括(比如從第一晶體管301的柵極開始)在放大器300輸入端子（即稱為ViN的端子)與地之 間的串聯電感和并聯電容。在圖3中，第一、第二和第Ξ電容器311、312、313(即Ci、C2和C3)被 假定充當感興趣的操作頻率處的短路。
[0042] 在感興趣的頻率處，輸入匹配電路330連同第一晶體管301(其是電感退化的共源 晶體管化)將放大器300輸入阻抗與RF濾波器230的特征阻抗進行匹配。第一晶體管301還放 大第一晶體管301的柵極-源極的輸入電壓ViN。下面，第一晶體管301化將輸入電壓ViN的經 放大的版本或其柵極-源極電壓Vcsi轉換成差分輸出電流的第一部分iouT+。第二晶體管302 (其是共源晶體管M2)負責將其柵極-源極電壓VGS2轉換成差分輸出電流的第二部分iouT-，即 差分輸出電流的互補。另外，由于交叉禪合的第Ξ和第四晶體管303、304,即M3和M4,輸出電 流i 0UT+和i OUT-得W很好地平衡。
[0043] 總之，作為單端到差分放大器的放大器300將輸入信號、經由輸入匹配網絡330向 第一晶體管301 Ml的柵極或基極施加的電壓VIN轉換成在交叉禪合的第Ξ和第四晶體管 303.304--M3和M4--的漏極或集電極可用的差分輸出信號，即輸出電流iout = iουτ+- iouT-，其中1眶+ = -1日11了-。在放大器300的輸出處，可^根據需要通過負載阻抗孔將差分輸出 電流轉換成差分輸出電壓νουτ = ZL*i〇UT。
[0044] 現在，描述放大器300中的單端到差分轉換的詳細操作。通過圖3中的放大器300的 檢驗，輸出電流可W被書寫為：
[0045] i〇UT+ = gm3(v2-Vl) (1)
[0046] i〇uT- = gm4(vrv2) (2)
[0047] 其中V1和V 2是節點1和2處的電壓，gm3和gm4分別是第S晶體管M3和第四晶體管M4的 跨導。通過選擇gm3 = gm4
[004引 i0uT- = gm3(Vl-V2)=-gm3(V2-Vl)=-i0UT+ (3)
[0049] 因此，獲得了良好平衡的輸出電流。
[0050] 在感興趣的頻率fo處，放大器300的輸入阻抗ZiN被設計成匹配特征RF預選擇濾波 器阻抗Rs，其也被稱為源極電阻，通常Rs = 50 Ω :
[0051] Zin(w〇)=Rs (4)
[0052] 其中ω〇 = 2地)。另外，在操作頻率fo處，當阻抗匹配時，即放大器300的輸入阻抗與 源極電阻匹配時，或者滿足等式(4)中的條件，差分輸出電流的幅度可W近似為：
[005；3] I i〇uT( ω〇) I = I i〇uT+-iouT-| =2| iouT+l =2gmi|vGsi| =2gmiQviN (5)
[0054]其中gml是第一晶體管化的跨導，VGSl是第一晶體管化的柵極-源極電壓，Q是輸入匹 配電路330的品質因子(Q因子)并且表示為：
[0058] 可見，等式(7)描述如何將單端輸入電壓VIN轉換成差分輸出電流iouT并且在跨導方 面的轉換增益是2gmiQ。
[0059] 另外，當阻抗在感興趣的頻率處匹配時，放大器300的輸入電流幅度被表示為：
[0060]
[0061]因此，由（5)給出的放大器300輸出電流被書寫為：
[006^ I iouT( ω0) I =2gmiQviN = 2gmiQRs I iiN( ω0) I (9)
[0063] 因此，阻抗匹配處的放大器300的電流增益W下式給出：
[0064]
(10)
[00化]在實踐中，2抑邊私>>1并且因此
[0066] I iouT( ω 0) I > > I iiN( ω 0) I (11)
[0067] 在阻抗匹配處使用等式（11)中表示的近似，針對節點3的基爾霍夫電流定律可W 被書寫為：
[00側
（12 )
[0069] 其中V3是寄生接地阻抗Zgnd上的電壓。由于1眶+ = -1贈-，因此
[0073]因此，寄生接地阻抗Zgnd上的電壓接近零。換言之，實際上在操作頻率fo下沒有電 流流過Zgnd。在單端到差分放大器300中流過寄生接地阻抗Zgnd的殘余RF電流是由等式(8)中 表示的輸入電流引起的。與經由真實單端電感退化的共源放大器中的接地阻抗流動的電流 相比，根據本文中的實施例的單端到差分放大器300中的寄生接地RF電流是更小的因子 2gmiQRs，即等式(10)中表示的電流增益。因此，在單端到差分放大器300中，寄生接地阻抗例 如對等效跨導、輸入匹配和輸入阻抗僅具有較小影響。運是有益的，因為不準確地建模的集 成電路(IC)封裝接地引腳等現在對放大器300的性能有不可忽略的影響。因此，根據本文中 的實施例的放大器300由于增強的設計周期而會降低上市時間，如W上討論的。
[0074]在本文中的放大器300中，由第二晶體管M2引起的噪聲和非線性在輸出電流處被 消除。圖4示出了放大器300的分析模型，圖3中使用的相同的附圖標記在圖4中用于相同的 部件。如圖4所示，由第二晶體管M2引起的噪聲或弱的非線性用電流源in2表示。另外，Zgnd表 示寄生接地阻抗，Rs是源極電阻，通常Rs = 50 Ω。
[00對為了分析由于in2而產生的輸出電流i0UT+，放大器300輸入經由源極電阻器Rs接地。 現在，輸出電流由下式給出：
[0076] 1〇11了+ =抑3(>2-￥1)=抑1￥日51 (15)
[0077] i〇UT-=in2+gm2VGS2 = gm4(Vl-V2) (16)
[007引在此，VI和V2是節點1和2處的電壓，VGS1和VGS2是化和M2的柵極-源極電壓，抑i是晶體 管i Ml的跨導，其中1 = 1、2、3、4。另外，節點3的基爾霍夫電流定律可^被書寫為：
[0079]
[0080] 其中等式（15)和（16)已經被使用，并且抑3 = gm4。因此，再次發現V3>0并且因此in2 沒有引起流經接地阻抗Zgnd的電流。因此，VGS1 = 0并且i0UT+ = 0，運意味著i0UT+ = 0，因為
[0081] i〇uT+ =抑3(V2_vi) =0 (18)
[0082] 因此，根據等式（16)，iouT- = 0。因此，放大器300輸出電流表明沒有由輔助支路中 的第二晶體管M2的噪聲或弱的非線性引起的分量。運是根據本文中的實施例的單端到差分 放大器300的明顯的優點。
[0083] 如【背景技術】部分中討論的，通過在無線通信設備的接收器中采用單端輸入LNA，可 W減小RFIC所需要的封裝引腳的數目，并且可W簡化陽Μ與RFIC之間的PCB路由。因此，可W 減小PCB面積和占位面積(f00化rint)。因此，可W實現更低的成本和物料清單(Β0Μ)。根據 本文中的實施例的放大器300具有單端輸入，因此放大器300實現了 W上優點。
[0084] 另外，根據本文中的實施例的放大器300在電感退化的晶體管(諸如第一和第二晶 體管Ml和M2)的接地節點W及電源節點二者處最小化感興趣的頻率處的信號電流。因此，非 理想接地和電源阻抗對放大器300的轉換增益、輸入阻抗、噪聲圖等的影響得W最小化。因 此，放大器300的使用可W降低由于增強的設計周期而導致的上市時間。
[0085] 根據本文中的實施例的放大器300將單端輸入信號轉換成差分輸出信號。單端到 差分轉換W如下方式來執行:該方式使得其對放大器噪聲或線性性能具有最小影響。運是 由于W下事實：由生成互補的輸出信號所需的放大器300的第二或輔助支路而引起的噪聲 和非線性在差分輸出信號處被消除。因此，根據本文中的實施例的放大器300適合用作無線 通信設備的接收器中的LNA，如圖5所示，因為其輸入阻抗可W準確地匹配RF預選擇濾波器 的特征阻抗。如圖5所示，無線通信設備500包括接收器510,其中放大器300能夠在接收器 510中實現。無線通信設備500還包括發送器520、存儲器530和處理單元540。另外，放大器 300可W與接收器510的其余部分集成在相同的RFIC上，并且其在放大器300的輸入處不需 要任何昂貴的忍片外電感式己倫電路并且在放大器300的輸出處不需要任何集成的己倫電 路。
[0086] 根據本文中的實施例的放大器300也適于多頻帶接收器，因為單端到差分轉換本 身是寬帶的，而放大器300的輸入阻抗可W被配置成匹配在感興趣的頻率處的RF濾波器輸 出阻抗。根據一些實施例，用于在多個頻帶操作的多頻帶接收器可w包括被配置成接收單 端輸入信號并且生成單端輸出信號的一個或多個射頻濾波器。多頻帶接收器還可W包括根 據本文中的實施例的用于將單端輸入信號轉換成差分輸出信號的一個或多個放大器300， 單端輸入信號是從射頻濾波器生成的單端輸出信號。另外，一個或多個放大器300的輸入阻 抗被配置成分別匹配一個或多個射頻濾波器在操作頻率處的輸出阻抗。
[0087] 現在參考圖6描述用于在多個頻帶操作的接收器中的方法的對應實施例。如W上 提及的，接收器包括一個或多個射頻濾波器W及一個或多個放大器300。方法包括W下動 作：
[0088] 動作 601
[0089] -個或多個射頻濾波器接收單端輸入信號。
[0090] 動作 602
[0091] -個或多個射頻濾波器生成單端輸出信號。
[0092] 動作 603
[0093] -個或多個放大器300接收所生成的單端輸出信號。
[0094] 動作 604
[00M] -個或多個放大器300將所接收的單端輸出信號轉換成差分輸出信號。
[0096] 本領域技術人員將會理解，雖然WN溝道金屬氧化物半導體(醒0S)器件對放大器 300進行描述，但是放大器300可W包括任何其他類型的設備或晶體管，諸如雙極結晶體管 (BJT)、P通道M0S(PM0S)器件、互補M0S(CMOS)器件等。在使用詞語"包括(compri se Γ或"包 括(comprising)"時，其應當解釋為非限制，即表示"至少包巧'。
[0097] 本文中的實施例不限于W上描述的優選實施例。可W使用各種替選、修改和等同 方案。因此，W上實施例不應當被理解為限制由所附權利要求定義的本發明的范圍。
【主權項】
1. 一種用于將單端輸入信號轉換為差分輸出信號的放大器(300)，所述放大器(300)包 括： 第一晶體管(301)，以共源極或共發射極模式被配置，以接收所述單端輸入信號并且生 成所述差分輸出信號的第一部分； 第二晶體管(302)，以共源極或共發射極模式被配置，以生成所述差分輸出信號的第二 部分； 第三晶體管（303)和第四晶體管（304 )，并且其中所述第三晶體管（303)和所述第四晶 體管(304)交叉耦合并且連接至所述第一晶體管和所述第二晶體管(301，302)以使得： 所述第一晶體管（301)的漏極或集電極經由第一電容器(311)耦合至所述第四晶體管 (304)的柵極或基極； 所述第二晶體管（302)的漏極或集電極經由第二電容器（312)耦合至所述第三晶體管 (303)的柵極或基極；以及 所述第一晶體管（301)的所述漏極或集電極連接至所述第三晶體管（303)的源極或發 射極，所述第二晶體管(302)的所述漏極或集電極連接至所述第四晶體管(304)的源極或發 射極;并且進一步地 所述第一晶體管（301)的所述漏極或集電極直接地或者經由第三電容器(313)耦合至 所述第二晶體管(302)的柵極或基極； 所述第一晶體管（301)的源極或發射極連接至第一電感器(321)并且所述第二晶體管 (302)的源極或發射極連接至第二電感器(322)。2. 根據權利要求1所述的放大器(300)，其中所述放大器(300)還包括匹配電路(330)， 并且其中所述第一晶體管（301)的柵極或基極通過所述匹配電路(330)耦合至所述單端輸 入信號。3. 根據權利要求1-2中的任一項所述的放大器(300)，其中所述第一電感器和所述第二 電感器(321，322)包括單個差分電感器。4. 根據權利要求1-3中的任一項所述的放大器(300)，其中所述放大器(300)的輸入阻 抗被配置成匹配射頻濾波器的輸出阻抗。5. 根據權利要求1-4中的任一項所述的放大器(300)，其中所述第一電感器和所述第二 電感器(321，322)經由寄生阻抗(340)耦合至地。6. -種無線通信設備(500)，包括根據權利要求1-5中的任一項所述的一個或多個放大 器(300)〇7. -種用于在多個頻帶操作的接收器(510)，所述接收器包括： 一個或多個射頻濾波器，被配置成接收單端輸入信號并且生成單端輸出信號； 一個或多個根據權利要求1-5中的任一項所述的放大器(300)，被配置成將作為從所述 射頻濾波器生成的所述單端輸出信號的單端輸入信號轉換為差分輸出信號;并且其中 所述一個或多個放大器(300)的輸入阻抗被配置成分別匹配所述一個或多個射頻濾波 器在操作頻率處的輸出阻抗。8. -種在接收器(510)中的方法，所述接收器(510)用于在多個頻帶操作，所述方法包 括： 在一個或多個射頻濾波器中接收(601)單端輸入信號， 在所述一個或多個射頻濾波器中生成(602)單端輸出信號； 在一個或多個根據權利要求1-5中的任一項所述的放大器(300)中接收(603)生成的所 述單端輸出信號； 在所述一個或多個根據權利要求1-5中的任一項所述的放大器(300)中將接收的所述 單端輸出信號轉換為(604)差分輸出信號，其中所述一個或多個放大器(300)的輸入阻抗被 配置成分別匹配所述一個或多個射頻濾波器在操作頻率處的輸出阻抗。
【文檔編號】H03F3/193GK106063125SQ201580010971
【公開日】2016年10月26日
【申請日】2015年2月23日
【發明人】P·希沃南, J·賈西拉, S·維爾奧南
【申請人】瑞典愛立信有限公司