專利名稱：電子放大器電路的制作方法
技術領域：
本發明涉及一種電子放大器電路。
背景技術：
PCT專利申請WO01/26216披露了一種差動放大器電路。這種放大器電路具有差動輸入連接端和差動輸出連接端。該放大器電路包括兩條支路，每條支路與輸入晶體管和耦接在共用電路及各個差動輸出連接端之間的共射-共基晶體管的主電流通道串接。差動輸入連接端耦接到兩條支路中的輸入晶體管的控制電極。
當用作寬頻帶放大器，以從包含多個相對等強度信號的頻帶中放大信號時(例如可以放大有線TV信號中的多個電視頻道)，對這種放大器的線性度提出了較高的要求。WO01/26126描述了如何通過在高頻時保證放大器具有較高的互導(transconductance)以提高線性度的方法，其是通過在較高頻率下將輸入晶體管和共射-共基晶體管并聯的置于每條支路中的耦接來實現的。
已經發現寬頻帶放大器的共模抑制在確定非線性度時是一個重要的因素。這是由于晶體管產生的差動信號的偶階互調產物是共模信號。這些偶階互調產物包括第二階互調產物，該互調產物可能是最強的互調產物，并且對于寬頻帶放大器的失真是最為相關的。通過將差動放大器的共模抑制最大化，這些偶階互調產物對輸出的影響將會最小。
發明內容
其中，本發明的一個目的是提高差動放大器的線性度。
其中，本發明的另一個目的是增大差動放大器的共模抑制。
權利要求1闡明了根據本發明的放大器。通過在支路的公共點和支路的共射-共基晶體管的控制電極之間設置高頻耦合，來保證在每一個輸入晶體管的主電流通道的終端和它的控制電極之間有很小的甚至沒有共模電壓差。其結果就是，該電路消除了通過支路中的輸入晶體管的控制電極和連接輸入晶體管的主電流通道與該支路中的共射-共基晶體管的節點之間的電容所產生的增益影響(在雙極性輸入晶體管情況下主要是密勒(Miller)電容)。這增大了共模抑制并因此提高了線性度。
支路的公共點由一個共用電流源電路饋電。這個電路以共用方式為各支路提供電流。理想情況下，這個共用電流源電路應當是理想電流源，其至少響應于放大頻帶范圍內的電壓變化量生成與電流源電路兩端的電壓無關的電流。但是已經發現即使電流源電路的性能與這種理想電流源相差很遠放大器仍然具有較好的線性度。
根據本發明的放大器的一個實施例包括一耦接于支路的共射-共基晶體管的控制電極之間的DC偏壓供給電路，該DC偏壓供給電路包括一高頻阻塞電路。因此，確保流向共射-共基晶體管的高頻電流不得不流向這些晶體管的控制電極，從而迫使共射-共基晶體管減小輸入晶體管上的共模電壓差。
下面參照附圖對根據本發明的放大器的這些及其他目的和有益方面進行更加詳細的說明。
圖1所示為一差動放大器。
圖2所示作為頻率函數的非線性度。
具體實施例方式
圖1所示為一差動放大器。該放大器包括兩條支路10，11。每條支路包括輸入晶體管100，110和連接于共用電路120，122，124及輸出變壓器160之間的共射-共基晶體管104，114的主電流通道串連連接。輸入晶體管100，110的控制電極與輸入變壓器140耦接。雖然圖示中給出了對稱的輸入和輸出，但是應當明白通常每個輸入變壓器和輸出變壓器的一個終端是接地的，由此產生了不對稱的輸入與輸出。優選的，兩個支路的輸入晶體管100，110具有彼此基本相等的參數。優選的，共射-共基晶體管104，114也具有彼此基本相等的參數。
一個實施例給出了雙極性晶體管100，104，110，114。共用電路包括一個公共節點126，該節點通過各發射極電阻122，124連接至輸入晶體管100，110的發射極，并且通過接地阻抗120接地。電源連接端V與共射-共基晶體管104，114的集電極耦合。輸入晶體管100，110的控制電極通過輸入變壓器140以基極電壓Vb偏壓。反饋電阻106，116將支路10，11的輸出端耦接到輸入晶體管100，110的控制電極。
共射-共基晶體管104，114的控制電極之間相互耦接。與公共節點126耦接的電容18連接在共射-共基晶體管104，114的控制電極上。共射-共基晶體管104，114的控制電極通過偏壓網絡192，194，190被偏壓。
在工作時，輸入變壓器140在輸入晶體管100，110的控制電極之間提供一輸入電壓差。這使得流過輸入晶體管100，110的主電流通道的電流之間形成了電流差。共用電路120，122，124至少在放大器使用頻率范圍內用作電流源。為實現上述目的，接地阻抗120至少對于較高的頻率具有相對較高的阻值。這可以通過在接地阻抗20中使用一個電感，或者利用接地阻抗中的電流源電路來實現。
共用電路120，122，124產生的電流主要從輸入晶體管100，110的主電流通道流出經過共射-共基晶體管104，114的主電流通道流入輸出變壓器160。共射-共基晶體管104，114用于在支路10，11內的節點102，112處提供一低阻抗，所述節點位于輸入晶體管100，110的主電流通道和共射-共基晶體管104，114之間。這個低阻抗減小了輸入晶體管100，110的不希望的反饋效應。反饋阻抗106，116可選擇的用于調節放大器增益和在輸入晶體管100，110的控制電極處的輸入阻抗的頻率相關性，以便在放大器的輸入端提供與之相配的輸入阻抗。電流之間的差值在輸出變壓器160的輸出端產生一輸出電壓。
由于共用電路120，122，124的電流源效應，來自于共用電路120，122，124并流入兩個支路10，11的主電流通道的電流之和至少在目標頻帶范圍內是恒定的并且與輸入信號無關。由于沒有來自于支路10，11外部的其他電流注入，通過支路10，11的所有電流與那些來自共用電路120，122，124的電流成比例，因此來自支路10，11的任意一對相應的電流之和是恒定的并且與輸入信號無關。
來自共用電路120，122，124的電流主要從輸入晶體管100，110的主電流通道流出沿著共射-共基晶體管104，114的主電流通道流入輸出變壓器160。電流間的差值在輸出變壓器160的輸出端產生一輸出電壓。理想情況下，如果輸出變壓器160的對稱性較為理想，則電流的共模成分(和)不會對輸出電壓造成影響。這對應的是無窮大的共模抑制比。但是實際上，由于不對稱性不可避免，所以共模成分(可能會產生一個輸出信號。
非線性，特別是第二階互調制效應通過生成的一個共模成分對輸出信號產生影響。這個成分和零值顯著不同僅至如此程度，即來自除高阻抗共用電路102、122、124之外的其他電源的輸入相關共模電流也流過支路10、11。此類相關電流是通過輸入晶體管100，110的基極集電極電容的共用電流。
電容18用于在共射-共基晶體管104，114的控制電極和共用電路122，124，120的共用節點126之間提供一高頻耦合。電容18的電容值被選定為至少足夠大以使得在放大器使用頻帶范圍內輸入晶體管100，110的發射極的共模電壓變化量能夠基本復制到共射-共基晶體管104，114的控制電極上。一個特別低的電容值能夠實現上述目的，其原因在于共射-共基晶體管104，114的控制電極處的電阻值是相對較高的。這使得在一集成電路中累計一電容值成為可能。
由于電容18和共射-共基晶體管104，114的作用，共模電壓的變化也能夠被復制到位于共射-共基晶體管104，114的主電流通道和輸入晶體管100，110之間的節點102，112上。因此，輸入晶體管100，110的集電極電壓的共模部分和其發射極電壓的共模部分基本相等，由于在相關頻率下共用接地阻抗120的高阻抗，其又和輸入晶體管100，110的控制電極電壓的共模部分也基本相同。
由于相同的共模電壓，沒有共模電流流經輸入晶體管100，110的基極-集電極電容(例如通過密勒電容)。實際上，電路對于輸入晶體管的控制電極處的共模電壓產生了一個阻抗非常高的電路。結果，放大器對于共模電壓實現了很高的抑制并且互調產物也得到了抑制。(應當注意，由于電容器18，即使共用電路120，122，144的電流源表現不是很理想，但共模抑制比也是非常高的)。
圖2表示作為頻率函數的二階失真的強度曲線圖。該強度在豎軸方向上按對數標度進行標示以允許與不同情況下的強度相比較。最頂端的曲線表示沒有電容18時放大器的失真。自上的第二條曲線表示加入了電容18時的失真情況。
電容18的功效可以通過基本迫使公共節點126流出的所有電流流過共射-共基晶體管的控制電極而得到提高。為了實現上述目的，偏壓電路190，192，194最好包含一電感190，其在相關頻率處較共射-共基晶體管104，114的控制電極對信號具有基本更高的阻抗。圖2中的自上的第三條曲線表示當一個電感190被加入到偏壓電路中并理想地切斷所有相關的信號電流時的失真強度。
雖然用圖1所示的電路對本發明的原理進行了舉例說明，但可以預見的是，在不背離本發明的情況下，可對該電路產生許多改變。例如，雙極性晶體管100，104，104，114的部分或全部可以用場效應晶體管替換。每個晶體管可通過并聯布置多個晶體管來實現。這種并聯布置與單個晶體管具有相同效應以及用于此處的類似配置均被認為由詞“晶體管”覆蓋。替代變壓器160，140用于饋送和/或提取差動輸入和輸出信號的其他電路也可能被采用。在支路10，11、偏壓電路190，192，194或共用電路122，124，120中均可以增加額外的元件。或者也可以從電路中刪除部分元件，例如發射極電阻122，124。
通過在共射-共基晶體管104，114的控制電極和完全體現輸入晶體管100，110的發射極電壓變化量的共用電路122，124，120的節點之間進一步設置電容器，可以替代電容18或對電容18進行補充，從而使共用電路122，124，120中的共模電壓被耦接到共模晶體管140，114的控制電極。例如在共射-共基晶體管104，114的控制極和位于發射極電阻122，124及輸入晶體管100，110之間的節點之間耦接一對電容器(未示出)。在另一個實施例中T形共用電路120，122，124可以用一個Pi形的電路代替，即在發射極和地以及發射極之間連入阻抗。在這種情況下輸入晶體管100，110的發射極和共射-共基晶體管104，114的控制電極之間也可接入電容器。
再者，雖然簡單的電容性耦接是優選的，但可以預見的是在目標頻帶范圍內允許共模電壓從共用電路120，122，124復制到共射-共基放大晶體管104，114的控制電極的任何耦接均可以達到所期望的減小失真的效果。在一個可供選擇的實施例中，可使用一具有增益基本為1的緩沖放大器，該放大器具有與公共點耦接的輸入端和與共射-共基晶體管104，114的控制電極耦接的輸出端，該公共節點與輸入晶體管100，110的發射極耦接。
發射極電阻122，124對于電容器18的功能來說不是必需的，但是可用于調節輸入由晶體管100，110的基極代表的阻抗以使其與耦接在輸入變壓器上的阻抗相匹配，并且提高線性度。在一個非限制性實施例中，發射極電阻的阻值為4歐姆。反饋電阻對于電容器18的功能而言也不是必需的，但是可用于調節放大器的增益(特別是它的頻率相關性)以及提高阻抗匹配。在非限制性的實施例中反饋電阻106，116均包含串聯布置的在100-10000Pf范圍內的電容，1-50nH范圍內的電感以及400-1500歐姆范圍內的電阻。電容用于DC去耦。電感用于在較高頻率下提高增益。電阻類似的用于減小增益的頻率相關改變。
因此，通過在一方的公共點和共射-共基晶體管104，114的控制電極之間添加耦合，差分放大器的共模抑制和線性度均得到了改進。
權利要求
1.一種放大器電路包括輸入連接端；第一和第二電流支路(10，11)，每條支路包括一輸入晶體管(100，110)和一共射-共基晶體管(104，114)，所述輸入連接端分別與各電流支路(10，11)中的輸入晶體管(100，110)的控制電極耦接，共射-共基晶體管(104，114)的控制電極相互耦接；共用電流源電路(120，122，124)；輸出連接端，其中每個輸出連接端通過各個電流支路的共射-共基晶體管(104，114)和輸入晶體管的主電流通道的相繼串接線路而被耦接至共用電流源電路(120，122，124)；共射-共基晶體管的控制電極和共用電流源的節點之間的高頻耦合(18)，被設置成將輸入晶體管的主電流通道的終端的共模電壓變化基本復制到共射-共基晶體管的控制電極的電壓變化上。
2.如權利要求1所述的放大器電路，包括一與共射-共基晶體管的控制電極耦接的用于對共射-共基晶體管的控制電極進行偏壓的偏壓電路，該偏壓電路包括一高頻電流阻塞電路，用于阻止電流從高頻耦合流經該偏壓電路。
3.如權利要求1所述的放大器電路，其中所述高頻耦合包括一耦接在共射-共基晶體管的控制電極和共用電流源的節點之間的電容，其電容值使輸入晶體管的主電流通道的終端的共模電壓變化被基本耦接到共射-共基晶體管的控制電極處的電壓變化。
4.一種包含權利要求1所述的放大器的寬帶高頻信號分配系統。
5.一種用于放大寬帶信號的方法，該方法包括將寬帶信號輸入第一和第二電流支路中的輸入晶體管的控制電極，每條電流支路包括一個輸入晶體管和一個共射-共基晶體管，所述輸入連接端分別耦接于各個電流支路中的輸入晶體管的控制電極，共射-共基晶體管的控制電極相互耦接；從輸出連接端輸出放大信號，該輸出連接端通過各個電流支路的共射-共基晶體管和輸入晶體管的主電流通道的相繼串接線路而被耦接至共用電流源電路；至少在寬帶信號的頻帶范圍內，將輸入晶體管的主電流通道的終端的共模電壓變化基本復制到共射-共基晶體管的控制電極的電壓變化上。
全文摘要
一種包含第一和第二電流支路的放大器電路，每條支路包括一輸入晶體管和一共射－共基晶體管。放大器的輸入端分別與各電流支路中的輸入晶體管的控制電極耦接。共射－共基晶體管的控制極相互耦接。在共射－共基晶體管的控制電極和共用電流源的節點之間提供高頻耦合，其目的在于將輸入晶體管的主電流通道的終端的共模電壓變化基本復制到共射－共基晶體管的控制電極的電壓變化上。因此，每個輸入晶體管的不同終端處的電壓之間的電壓差的變化量被基本消除，防止寄生電流從輸入晶體管的控制電極流向共射－共基晶體管的主電流通道，從而將減小共模抑制比并因此提高放大器的線性度。
文檔編號H03F1/22GK1647368SQ03808636
公開日2005年7月27日 申請日期2003年4月1日 優先權日2002年4月19日
發明者H·K·J·坦多爾勒, M·H·W·范德維斯特羅 申請人:皇家飛利浦電子股份有限公司