一種無位置傳感器無刷直流電機轉子換相誤差校正方法及控制系統的制作方法
【專利摘要】本發明涉及一種無位置傳感器無刷直流電機轉子換相誤差校正方法及控制系統。通過傅里葉分解獲得電機相反電勢諧波信息，分析存在換相點相位偏移時導通區開始與結束時電機端電壓差值與換相點偏移相位之間的解析關系，并根據反電勢諧波信息反推換相點偏移相位，進而將實時計算的相位偏差疊加到原始信號中，得到高精度的換相信號。控制系統基于所設計的校正方法,采用閉環控制方式,有效減少了無位置傳感器電機的換相誤差，大大提高了誤差收斂速度與無位置傳感器電機的工作效率。
【專利說明】
-種無位置傳感器無刷直流電機轉子換相誤差校正方法及控 制系統
技術領域
[0001] 本發明設及一種無位置傳感器無刷直流電機轉子換相誤差校正方法及控制系統， 用于實現無位置傳感器無刷直流電機轉子精確換相。
【背景技術】
[0002] 無刷直流電機具有結構簡單、維護方便、效率高、可控性好、調速性能優異等優點， 在工業領域廣泛應用。傳統無刷直流電機采用位置傳感器進行轉子位置檢測，并實現換相。 但是位置傳感器的安裝通常需要位置對準，增加額外的引線，影響系統可靠性，同時軍品霍 爾元件磁性引腳會增加系統功耗。為了避免上述不利因素，將無位置傳感器電機驅動技術 應用于無刷直流電機。無位置傳感器換相控制通常采用相反電勢過零點檢測法，該方法技 術成熟，尤其在中高速下應用簡單可靠。然而，由于低通濾波、電樞反應及器件延遲的原因， 相反電勢過零點檢測法不可避免地會產生位置檢測誤差，導致電機轉矩脈動增大，高速下 引發非導通相二極管續流，產生負的電磁力矩，降低電機效率。因此，必須研究基于無位置 傳感器技術的無刷直流電機高精度換相方法，減小轉矩脈動，降低系統穩態功耗，同時保證 電機在全速度范圍內實現無位置傳感器換相控制，提高可靠性。

【發明內容】

[0003] 本發明解決的技術問題是:針對無位置傳感器無刷直流電機轉子換相存在誤差的 問題，基于電機端電壓差與換相點相位偏移之間的關系，提出一種無位置傳感器無刷直流 電機轉子換相誤差校正方法，并設計實現該方法的控制系統，精確補償反電勢過零點法的 換相誤差，大大減少了誤差收斂時間，提高了換相精度。
[0004] 本發明的技術解決方案：無位置傳感器無刷直流電機轉子換相誤差校正控制系 統，包括28V直流穩壓電源（1)、Buck變換器(2)、Ξ相全橋電路(3)、陷波器(4)、無刷直流電 機(5)、反電勢過零點信號獲取電路(6)、相電壓獲取電路(7)、數字控制器(8)等。反電勢過 零點信號獲取電路(6)，包括RC低通濾波器，虛擬中性點電路，電壓比較器。Ξ相電壓經過低 通濾波器后分別與虛擬中性點電壓進行比較，得到Ξ相反電勢過零點信號；相電壓獲取電 路(7)將某一相端電壓與虛擬中性點電壓進行比較得到該相電壓。數字控制器(8)由FPGA+ DSP實現，其中FPGA部分包括PWM調制模塊、采樣脈沖生成模塊、A/D接口模塊、原始換相信號 延遲模塊、轉速測量模塊等;DSP部分由PID調節器、相電壓差計算模塊、換相誤差計算與補 償模塊組成。采樣脈沖生成模塊，根據Ξ路原始換相信號，在某相導通前一時刻和導通結束 后一時刻分別產生采樣脈沖。原始換相信號延遲模塊將輸入的過零點信號延遲30電角度， 產生Ξ路原始換相信號;A/D接口模塊將相電壓獲取電路輸出的相電壓信號根據AD時鐘頻 率不斷轉換為數字量；相電壓差計算模塊計算相鄰兩次采樣時刻得到的相電壓數字量差 值;換相誤差計算與補償模塊利用取得的電壓差根據誤差計算方程計算出換相誤差，然后 由換相誤差算出補償時間疊加到Ξ路原始換相信號中，得到精確換相信號。
[0005] 本發明的原理是:無位置傳感器無刷直流電機轉子換相誤差校正方法，根據無刷 直流電機的電壓方程，非導通相相電壓即為該相反電勢，通過檢測反電勢過零點信號并延 遲30電角度可W產生Ξ路原始換相信號，根據反電勢諧波方程，換相信號有誤差時，某相反 電勢在該相導通開始和結束時會產生不對稱現象，檢測該不對稱值即電壓差，根據誤差解 算方程即可算出換相誤差，換相時刻調節器根據換相誤差生成補償信號，疊加到Ξ路原始 換相信號中，即可得到Ξ路準確的換相信號。
[0006] 所述根據誤差解算方程計算出換相誤差的實現步驟如下：第一步，誤差解算方程 為如下Ξ次方程：
[0011]其中Δν表示電壓差，α表示換相誤差，A2k-i表示相應階次的諧波系數(可通過對反 電勢波形進行離線快速傅里葉變換得到），理想情況下誤差解算方程應由反電勢方程嚴格 地在導通前和導通結束后兩時刻的反電勢求差，但由于電機換相時，電機端電壓存在波動， 為避免換相電壓脈動的影響，對反電勢方程求差的兩個時刻進行調整，設置最大相移Srad， 分別將導通開始前Srad，導通結束后Srad兩時刻的反電勢求差并忽略差值中影響較小的高 次項諧波，然后對其正弦項進行泰勒級數展開忽略高次項得到實際的誤差解算方程；
[0012] Srad由電機電感值、電機角速度與相電流初值推算得到，WB相為例，其他相類似， B相關斷后的電流為：
[0013]
[0014] 其4
ibo是初始電流,L是電機電感值，ω 為電機角速度，ib是Β相電流值，計算出Β相關斷后電流持續的時間，結合此時電機的角速度 即可得到持續的最大相移。
[0015] 第二步，將檢測到的電壓差代入方程，可W解算出準確的換相誤差α。
[0016] 本發明的原理：
[0017] 理想情況下的誤差解算方程根據反電勢方程：
[001 引
[0019]其中，ex表示反電勢，下標X分別代表A、B、CS相，2k-l代表反電勢諧波階數，m=-l， 〇，1用來表示Ξ相反電勢的相位差，A2k-i表示相應階次的諧波系數，Θ是轉子位置，諧波系數 可W通過離線對反電勢波形進行快速傅里葉變換得到。WB相導通為例進行分析，其他相導 通時，分析類似。假定B相起始時刻轉子相位為I，將導通前一時刻和導通結束后一時刻(轉 子位置為^相位)的反電勢求差，得到： 6
[0020]
[0021] 其中，E代表反電勢，下標B、E分別表示導通周期的起始和結束時刻，表示換相 誤差存在時的反電勢，α表示換相誤差，由于高次項諧波系數相比基波系數非常小，因此忽 略反電勢高次項諧波，得到：
[0022]
[0023] 對電壓方程中的正弦項進行泰勒級數展開，忽略高次項系數，得到一元Ξ次方程：
[0024]
[0025] 將反電勢系數及檢測到的電壓差代入方程，可W解算出準確的換相誤差α。
[0026] 由于電機換相時，電機端電壓存在波動，為避免換相電壓脈動的影響，校正方法將 端電壓采樣點位置進行調整，根據電機電感值、電機轉速與相電流值獲得電機換相過程中 轉子的最大相移虹ad，分別將導通開始采樣點提前Srad，導通結束采樣點延后Srad，進一步 得到調整采樣點后的電壓差方程：
[0027]
[0028] 其中，α表示換相誤差，δ為最大相移，并忽略反電勢高次項諧波，得到：
[0029]
[0030] 將正弦項泰勒級數展開，忽略高次項系數，得到一元Ξ次方程：
[0035] 將反電勢系數、檢測到的電壓差及相位δ代入方程，可W解算出準確的換相誤差α。
[0036] 得到換相誤差后，換相時刻調節器根據換相誤差生成補償信號，疊加到Ξ路原始 換相信號中，即可得到Ξ路準確的換相信號。
[0037] 本發明與現有技術相比的優點在于：
[0038] (1)本發明針對無位置傳感器無刷直流電機轉子換相誤差校正問題，在現有電壓 差Pi調節方法基礎上，通過電壓方程和反電勢方程推導計算出誤差解算方程，精確計算出 換相誤差，極大地減小了誤差收斂時間，提高了換相精度。
[0039] (2)與現有無位置傳感器無刷直流電機轉子換相誤差校正方法相比，本發明相電 壓差獲取過程不影響AD轉換器件的工作頻率，不影響電機調速電流環的反饋和控制頻率。
【附圖說明】
[0040] 圖1為本發明的算法流程圖；
[0041] 圖2為本發明的無刷直流電機誤差校正驅動控制系統；
[0042] 圖3為本發明的不同換相誤差狀態下的相電壓波形與采樣脈沖示意圖；
[0043] 圖4為本發明的采樣脈沖生成原理示意圖；
[0044] 圖5為本發明的方法與傳統PI調節方法實驗效果對比圖，a為8(Κ)巧m下采用傳統的 PI誤差調節方式時超前換相誤差的收斂時間，b為80化pm下采用本發明誤差調節方式時超 前換相誤差的收斂時間，C為80化pm下采用本發明誤差調節方式時滯后換相誤差的收斂時 間，d為80化pm下采用本發明誤差調節方式時滯后換相誤差的收斂時間。
【具體實施方式】
[0045] 如圖1所示，本發明的方法實現如下：
[0046] 第一步，系統根據非導通相的反電勢過零點檢測轉子位置，并根據測速信息將相 反電勢過零點延遲30電角度產生實際換相信號。
[0047] 第二步，根據誤差計算方法，控制器采集電壓差并由誤差解算方程計算出換相誤 差D
[004引第Ξ步，控制器根據換相誤差將適當的補償值疊加到換相信號中，進而驅動電機 運行。
[0049] 第四步，控制系統重復第一步至第Ξ步，實現換相誤差的閉環校正并驅動電機運 行。
[0050] 如圖2所示，基于本發明提出的換相誤差校正方法，設計出無位置傳感器無刷直流 電機轉子換相誤差校正控制系統，包括28v直流穩壓電源l、Buck變換器2、Ξ相全橋電路3、 陷波器4、無刷直流電機5、反電勢過零點信號獲取電路6、相電壓獲取電路7、數字控制器8 等。
[0051] 為了降低無位置傳感器無刷直流電機定子的鐵耗，本系統所用無刷直流電機5為 無鐵忍定子電機，其繞組電感值極小，如果采用傳統的驅動結構進行PWM調制，調制脈動較 為嚴重。為了減小電流脈動，本系統采用基于Buck變換器2的驅動結構實現電機控制，Buck 變換器2通過PWM信號調節直流側電壓實現調速，Ξ相全橋電路3只根據換相信號控制換相。
[0052] 誤差校正控制系統將非導通相反電勢，即非導通相相電壓作為誤差校正的基準， 然而非導通相相電壓容易引入開關噪聲干擾。為了消除開關頻率的諧波，在Ξ相全橋電路3 和無刷直流電機5之間增加了無相位延遲、高阻抗的并聯IX陷波器4。陷波器4的電感和電容 值根據公式
巧行調整，其中f。表示陷波器工作頻率即開關噪聲頻率20KHZ， Lt和Ct分別表不陷波器中的電感和電容值。
[0053] 無刷直流電機5的Ξ相端電壓輸入到反電勢過零點信號獲取電路6中，反電勢過零 點信號獲取電路則尋Ξ相信號分別經過RC低通濾波器處理后與電阻網絡產生的虛擬中性點 信號用電壓比較電路進行比較，比較電路輸出信號在端電壓與中性點的差值信號過零時會 產生翻轉，由此得到Ξ路原始的換相信號，將此信號經過整形電路送入數字控制器中，在控 制器控制下產生換相信號，實現無位置傳感器無刷直流電機換相運行。反電勢過零點信號 獲取電路6包括RC低通濾波電路，運放比較電路，虛擬中性點電路，整形濾波電路。
[0054] 將無刷直流電機某一路端電壓輸入到相電壓獲取電路7中，在相電壓獲取電路7內 端電壓與虛擬中性點分別經過電阻分壓放大后做差分放大運算，得到該相相電壓信號，差 分運算后的相電壓信號輸入到AD轉換電路中進行模數轉換，控制器根據采樣脈沖信號對相 電壓數字信號進行讀取。相電壓獲取電路7包括:虛擬中性點電路，電阻分壓電路，差分運放 電路，AD轉換電路。
[0055] 數字控制器8由FPGA+DSP實現，其中FPGA包括PWM調制模塊、采樣脈沖生成模塊、A/ D接口模塊、原始換相信號延遲模塊、轉速測量模塊等;DSP由PID調節器、相電壓差計算模 塊、換相誤差計算與補償模塊組成。數字控制器8中的相電壓差計算模塊根據Ξ相換相信號 的狀態確定相電壓兩次采樣時刻的電壓差，得到由換相存在誤差導致的電壓不對稱差值， 誤差輸入到換相誤差解算模塊中，經過誤差解算方程輸出準確的換相誤差，補償模塊根據 換相誤差生成補償信號，疊加到Ξ路原始換相信號中，即可得到Ξ路準確的換相信號，實現 對換相誤差的補償。
[0056] 如圖3所示，電機準確換相時，相反電勢信號為對稱的梯形波。當換相存在誤差時， 相反電勢信號會出現明顯的崎變，波形不再對稱:滯后換相時，導通前比導通結束時反電勢 電壓明顯偏大;超前換相時，導通前比導通結束時反電勢電壓明顯偏小。本發明正是利用此 偏差計算換相誤差，故需要采樣兩時刻的反電勢電壓值。根據本發明提出的誤差解算方法， 需要同相相電壓在導通前和導通結束時刻(此時反電勢即為該相電壓）的電壓差作為反饋 信息，采樣脈沖用來標記運兩個時刻并觸發控制器中斷來讀取兩時刻各自的相電壓值，控 制器的差值計算模塊根據Ξ路換相信號的組合狀態及兩時刻的電壓計算出相電壓差。根據 圖4可W看出，導通時刻和關斷時刻由Ξ路換相信號產生，因此采樣脈沖也應根據Ξ路換相 信號產生。
[0057] 反電勢系數的估計，本發明提出的誤差解算方法需要精確的反電勢系數參數，因 此對反電勢系數的準確估計非常重要。電機的反電勢呈周期性變化，其周期性規律與轉子 位置及轉速相關。本發明采用基于神經網絡擬合的方法對反電勢系數進行估計，首先離線 獲得電機在特定轉速下的反電勢波形，采用神經網絡擬合的方法來擬合反電勢諧波信息， 得到反電勢波形函數，然后將其單位化，得到跟轉速無關的系數K，當控制系統測得轉速ω 后，反電勢系數Α=Κω。
[005引 Ξ路原始換相信號需要經過30電角度延遲后才能作為換相信號驅動電機運行，而 此角度在數字控制器8中的延遲時間與轉速密切相關，因此準確、快速的速度檢測非常關 鍵。另外，電機調速也要求測速精確快速。考慮簡單可靠和低成本等因素，本系統直接采用 電機自身Ξ路原始反電勢過零信號進行速度測量，不增加其他的速度檢測元件。傳統測速 方法通常采用一路信號進行測量，但是存在單路信號分辨率較低，反饋周期較長的缺點，不 適應快速性的要求。另外由于電機磁極不可避免的存在安裝偏差，過零信號并非是嚴格的 50%占空比，相鄰兩個脈沖的寬度不一致，會導致較大的測量誤差。為了克服上述問題，本 發明采用了利用Ξ路換相信號，通過邏輯處理，產生6倍于一路換相信號頻率的倍頻信號， 然后對其進行測量。同時為了避免安裝偏差帶來的誤差，采用轉子旋轉一周計時的方式，根 據電機的極對數計算出轉子旋轉一周所應出現的脈沖數，將一周之內所有的脈沖時間間隔 相加計算轉速。
[0059]控制系統的換相誤差校正效果如圖5所示，采用本發明的方法與傳統ΡΙ調節方法 相比，誤差收斂速度有明顯的提高。a圖為80化pm下采用傳統的ΡΙ誤差調節方式時超前換相 誤差的收斂時間，b圖為8(Κ)巧m下采用本發明誤差調節方式時超前換相誤差的收斂時間，可 W看出本發明方法比傳統PI調節方法的誤差收斂時間明顯減少;C圖為8(K)rpm下采用本發 明誤差調節方式時滯后換相誤差的收斂時間，d圖為80化pm下采用本發明誤差調節方式時 滯后換相誤差的收斂時間，可W看出本發明方法比傳統PI調節方法的誤差收斂時間明顯減 少。
【主權項】
1. 一種無位置傳感器無刷直流電機轉子換相誤差校正方法，其特征在于:根據無刷直 流電機的電壓方程，非導通相相電壓即為該相反電勢，通過檢測反電勢過零點信號并延遲 30電角度產生三路原始換相信號，根據反電勢諧波方程，換相信號有誤差時，相反電勢在該 相導通開始和結束時會產生不對稱，檢測該不對稱值即電壓差，根據誤差解算方程即可計 算出換相誤差，調節器根據換相誤差生成補償信號，疊加到三路原始換相信號中，即可得到 三路精確的換相信號。2. 根據權利要求1所述的無位置傳感器無刷直流電機轉子換相誤差校正方法，其特征 在于:所述根據誤差解算方程計算出換相誤差的實現步驟如下:第一步，誤差解算方程為如 下三次方程： a · a3+c · a+d = 0d = -V(a) 其中AV表示電壓差，a表示換相誤差，Α21^表示相應階次的諧波系數，為避免換相電壓 脈動的影響，對反電勢方程求差的兩個時刻進行調整，設置最大相移Srad，分別將導通開始 前Srad，導通結束后Srad兩時刻的反電勢求差并忽略差值中影響較小的高次項諧波，然后 對反電勢差值基波及低次諧波正弦項進行泰勒級數展開忽略高次項得到實際的誤差解算 方程； 第二步，將檢測到的電壓差代入方程，可以解算出準確的換相誤差α。3. 根據權利要求2所述的無位置傳感器無刷直流電機轉子換相誤差校正方法，其特征 在于:所述最大相移Srad由電機電感值、電機轉速與相電流初值推算得到具體為:對于Β相， B相關斷后的電流為：h，ib〇是初始電流，L是電機電感值，ω為電 機角速度，ib是Β相電流值，根據電流公式計算出Β相關斷后電流持續的時間，結合此時電機 的角速度即得到電流持續的最大相移;A相和C相計算過程相同。4. 一種無位置傳感器無刷直流電機轉子換相誤差校正控制系統，其特征在于:包括28V 直流穩壓電源（l)、Buck變換器(2)、三相全橋電路(3)、陷波器(4)、無刷直流電機(5)、反電 勢過零點信號獲取電路(6)、相電壓獲取電路(7)、數字控制器(8);按照權利要求1所述的根 據誤差解算方程計算出換相誤差的方法，電壓差由數字控制器(8)在需要求差的兩時刻分 別讀取相電壓獲取電路(7)轉換來的實時電壓信號，并根據反電勢過零點信號獲取電路(6) 提取到的三路換相信號的組合狀態計算得到;數字控制器(8)根據其內程序化的誤差解算 方程由電壓差計算出換相誤差并進行補償調節;系統采用繞組電感值極小的無鐵芯定子無 刷直流電機(5)來降低定子鐵耗，針對此類電機pwm調制脈動大的特點，采用基于Buck變換 器（2)的驅動結構實現電機控制，Buck變換器（2)通過P麗信號直接調節28V直流穩壓電源 (1)提供的直流側電壓以實現調速，三相全橋電路(3)只根據換相信號控制換相;為了消除 開關頻率的諧波干擾，在三相全橋電路(3)和無刷直流電機(5)之間增加了無相位延遲、高 阻抗的并聯LC陷波器(4)。
【文檔編號】H02P6/182GK106059409SQ201610364726
【公開日】2016年10月26日
【申請日】2016年5月27日
【發明人】周新秀, 陳曦, 方敏
【申請人】北京航空航天大學