專利名稱：電鍍電源裝置的制作方法
技術領域：
本發明涉及用于電鍍的電源裝置，該裝置將電流提供給一負載，負載包括被鍍物體、電解液和電極，以由此電鍍該物體。(在本文中，這種電源裝置指電鍍電源裝置，負載指電鍍負載)。
背景技術：
在電鍍中，提供給電鍍負載的電流極性以極快的速度被反相是公知的。當正極電流被提供給電鍍負載時，發生電鍍；而當負極電流被提供給該負載時，電鍍被中斷或形成電鍍層的部分金屬被分解成電解液，由此形成電鍍層的結晶體被制造得更加精細以使該物體可被均勻地電鍍。
當如

圖1所示的多層印刷電路板2被電鍍時，會發生一些問題。多層印刷電路板2包括例如襯底2a、2b，在其上集成高密度電子元件。電路板2具有多個像通孔4的通孔和多個像通路孔6的通路孔。由于襯底層的數量較大，在通孔4的邊緣4E和內壁4IN的電鍍金屬層之間的厚度差異變大，結果導致不均勻的電鍍。換句話說，通孔4的均勻電鍍是困難的。同樣地，由于襯底數量的增加，在通路孔6的邊緣6E和內壁6IN的電鍍金屬層之間的厚度差異變大，結果導致不均勻的電鍍。人們發現為了在襯底2a和2b上形成厚度均勻的電鍍金屬層，有必要使具有較大值的負電極電鍍電流比正電極電鍍電流的流動時間短。
在于1998年9月17日申請的日本專利申請第HEI 10-281954號中(日本專利申請第2000-92841號)，包括本發明的一個發明者的發明人提出了一種電鍍電源裝置，該裝置將以例如從5毫秒到20毫秒的間隔極性反相的電流提供給電鍍負載以由此在包括諸如多層印刷電路板之類的多個襯底的電鍍負載上形成厚度均勻的層。圖2中示出了日本專利申請的該裝置。
圖2中所示的該裝置包括直流電源10a和10b、升壓轉換器16a和16b、斬波器(chopper)22a和22b，以提供帶有在正極和負極之間交替變換的電流給電鍍負載24。升壓轉換器16a包括扼流圈(reactor)12a和IGBT 14a，升壓轉換器16b包括扼流圈12b和IGBT14b。斬波器22a包括反向隔流二極管18a和IGBT 20a，而斬波器22b包括反向隔流二極管18b和IGBT 20b。IGBT 14a、14b、20a和20b由控制器26控制。
例如，當IGBT 20a和14b不導通而IGBT 20b和14a導通時，電流流過直流電源10a、扼流圈12a和IGBT14a，導致扼流圈12a中能量的儲存。與此同時，負電流通過扼流圈12b、二極管18b和IGBT 20b從直流電源10b被提供給電鍍負載24。
然后，IGBT 20a和14b變為導通而IGBT 20b和14a變為不導通，正電流通過扼流圈12a、二極管18a和IGBT 20a從直流電源10a流到電鍍負載24以電鍍要被電鍍的物體。在這種情況下，因為IGBT14a截止，基于儲存在扼流圈12a的能量的電壓被疊加在由直流電源10a提供的電壓上，導致流向電鍍負載24的負電流迅速變為正電流。與此同時，因為IGBT14b是導通的，所以能量被儲存在扼流圈12b中。
然后，隨著IGBT 20b和14a變為導通，IGBT 20a和14b又變成不導通，負電流通過扼流圈12b、二極管18b和IGBT 20b從直流電源10b被提供給電鍍負載24。也在這種情況下，由扼流圈12b產生的電壓被疊加在由直流電源10b提供的電壓上，結果從正電流到負電流的變化是迅速的。
用這種方法，極性交替變換的電流被提供給電鍍負載24，并且帶有通孔和通路孔的多層印刷電路板可以以均勻的厚度層被電鍍。
上述的該電源裝置要求單獨的直流電源10a和10b提供正、負電流。除了IGBT 20a和20b被用于轉換主電流以外，該裝置也要求輔助的IGBT14a和14b以極高的速度轉換負載電流，這使得電路的布局變得復雜，反過來導致了電鍍電源裝置成本的增加。
為了使電鍍電源裝置小型化，直流電源10a和10b通過使整流市用交流信號，在反相器中將整流輸出變換為高頻信號，并且變換和整流高頻信號為直流信號來縮小尺寸。
市用交流電源電壓的數值在國家與國家之間或地區與地區之間是不同的。因此，在用于市用交流電源提供“400V組”電壓(即電壓從380V到460V)的國家或地區的電鍍電源裝置中，直流電源10a和10b要求一個包括IGBT的反相器，其能耐整流“400V組”交流電壓產生的電壓。然而，這種IGBT不是廣泛適用的，所以它們非常昂貴，導致了該電源裝置成本的增加。
本發明的目的是提供一種用于電鍍的價格便宜的電源裝置，該裝置可提供均勻的電鍍。

發明內容
根據本發明的電鍍電源裝置包括一個用于整流市用交流信號的輸入端整流器。該輸入端整流器的輸出信號由直流-高頻轉換器轉換為高頻信號。斬波器或反相器可用做直流-高頻轉換器。多個直流-高頻轉換器可以串聯形式連接使用。當多個直流-高頻轉換器被使用時，它們以串聯形式被連接。由直流-高頻轉換器輸出的高頻信號在變壓器被變換。變壓器的數量與直流-高頻轉換器的數量相同。當兩個以上直流-高頻轉換器被使用時，相同數量的變壓器以并聯形式被連接使用。
第一輸出端整流器以這種方式被連接于變壓器和負載之間以整流由變壓器提供的變換的高頻信號，以使當變換的高頻信號極性為正時正極電流可被提供給負載。以并聯形式與第一輸出端整流器相連的第二輸出端整流器整流負極的被變換高頻信號以使負極電流可被提供給負載。第一和第二輸出端整流器被排列成執行全波或半波整流。
第一半導體開關裝置以串聯形式與第一輸出端整流器相連，并且由低頻信號以比高頻信號低的頻率控制開關。第二半導體開關裝置以串聯形式與第二輸出端整流器相連，并且根據低頻信號以相反狀態被排列到第一半導體開關裝置的整流器上。換句話說，當第一半導體開關裝置變為導通時，第二半導體開關裝置通過低頻信號變為不導通，反之亦然。
與第一和第二半導體開關裝置同步，該直流-高頻轉換器被這樣控制以提供具有當第二半導體開關裝置導通時的值大于第一半導體開關裝置導通時的值的高頻信號。與第一和第二半導體開關裝置的控制同步，直流-高頻轉換器的控制可通過例如改變用于轉換器的反饋控制的參考信號值來完成。
最好第二半導體開關裝置的導通時間短于第一半導體開關裝置的導通時間。
按照上述的排列，當第一半導體開關裝置變為導通而第二半導體開關裝置變為不導通時，正電流從第一輸出端整流器提供給電鍍負載。另一方面，當第二半導體開關裝置變為導通而第一半導體開關裝置變為不導通時，負電流從第二輸出端整流器提供給電鍍負載。由于直流-高頻轉換器被排列以提供當第二半導體開關裝置導通時(即當負電流被提供給電鍍負載時)大于當第一半導體開關裝置導通時(即當正電流被提供給電鍍負載時)的高頻信號。因此，負電流有更大的值以進行均勻的電鍍。
具有該排列的該電源裝置僅需要一個用作直流電源的輸入端整流器。此外，該電鍍電源裝置僅需要兩個半導體開關裝置。因此，該電源裝置的成本可被降低。
第一和第二扼流圈可分別與第一和第二半導體開關裝置相連。第一和第二扼流圈被纏繞在相同的磁芯上以使當第二半導體開關裝置不導通時增加施加于電鍍負載的正電壓，及當第一半導體開關裝置不導通時增加施加于電鍍負載的負電壓。例如，第一扼流圈可以與第二扼流圈相反的纏繞方向纏繞在磁芯上。
當第一和第二扼流圈以上述方式被使用時，當第一輸出端整流器整流變壓器的高頻信號以提供正電流給電鍍負載時，第一扼流圈放出額外的正電流到電鍍負載。同樣地，當第二輸出端整流器整流變壓器的高頻信號以提供負電流到電鍍負載時，第二扼流圈放出額外的負電流到電鍍負載。因此，提供給電鍍負載的正、負電流之間的轉換可以極高的速度進行，以此提高了電鍍的均勻性。
當電流流入負載時，電荷存儲裝置可被充電。電容器可被用做電荷存儲裝置，或者與半導體開關裝置相關的緩沖器電路可被配置以另外地作為電荷存儲裝置。當第一和第二半導體開關裝置的其中一個變為導通，而另一個為不導通狀態時，放電裝置使電荷存儲裝置以這種方式放電，即相同極性的放電電流作為當前電流流入電鍍負載流。該放電裝置例如可以是連接于電荷存儲裝置和電鍍負載之間的開關。
按照這種配置，當電流提供給該電鍍負載時，存儲在電荷存儲裝置中的電荷當流入電鍍負載的電流的極性改變時被放電。因此，電鍍負載的電流可從正極到負極或從負極到正極改變方向以使電鍍層的厚度均勻。
直流-高頻轉換器可包括一個轉換半導體開關裝置和一個開關控制半導體開關裝置的控制裝置。該控制裝置提供一控制信號以這種方式開關控制轉換半導體開關裝置，即流過電鍍負載的正電流與為正電流的設置的參考值的差變為零。流過電鍍負載的負電流與為負電流設置的負電流參考值的差變為零。當負電流流入電鍍負載時，取樣和保持裝置被設置用于取樣和保持由轉換半導體切換控制裝置提供的信號，并且當流過負載的電流從正電流變為負電流時，該取樣和保持信號被施加于轉換半導體開關裝置上。
使用取樣和保持裝置的原因如下。該直流-高頻轉換器為反饋控制。然而，當電鍍負載的電流例如從正極轉換為負極時，由于正電流參考值與負電流參考值彼此不同，所以負電流不能與極性轉換同時地變為與負電流參考值相對應的值。為了避免這一問題，當負電流被提供時，所產生的控制信號被取樣和保持，并且當該電流轉換為負電流時，該取樣和保持控制信號被施加于直流-高頻轉換器的轉換半導體開關裝置上以使負電流可瞬時變為與該負電流參考值相對應的電流。這導致了電鍍層均勻的厚度。
當負載開路時用于檢測的檢測裝置可與第一和第二扼流圈共同被使用。當該檢測裝置檢測負載開路時，電流流過的第一和第二扼流圈中的一個在該檢測之前被短路半導體開關裝置短路。
任何原因的負載開路都使得同時流過第一和第二扼流圈的電流變為零，其反過來使第一和第二扼流圈流過該扼流圈的電流變為零產生高電壓。將該高電壓加到第一和第二半導體開關裝置對該半導體開關裝置會產生破壞。為了避免此現象，當負載為開路時，電流正流過的扼流圈當負載為開路時被短路以此防止通過該扼流圈所產生的電壓被施加到第一和第二半導體開關裝置上，以由此保護該半導體開關裝置。
該直流-高頻轉換器可由兩個在輸入端整流器的輸出端子之間以串聯形式相連的反相器組成。當市用交流電源向輸入端整流器(其輸出一個每個反相器能承受的兩倍電壓的輸出電壓)提供交流電壓時，兩個反相器的配置可被使用。
按照該種配置，可耐比輸入市用交流電壓所產生的直流電壓更低電壓的半導體裝置可被用做該反相器的半導體開關裝置。換句話說，可使用這種便宜的半導體裝置，其反過來可降低電源裝置的成本。
附圖簡要說明圖1是多層印刷電路板的剖面圖；圖2是現有技術的電鍍電源裝置的方框電路圖；圖3是根據本發明的實施例的電鍍電源裝置的方框電路圖；圖4是圖3中示出的電鍍電源裝置的反相器控制單元的方框電路圖；圖5A和圖5B分別示出了圖3中示出的電鍍電源裝置的負載電流是如何變化的并且示出了圖4中示出的反相器控制單元的參考信號是怎樣變化的。
具體實施例方式
圖3中示出了用于本發明的一個優選實施例的電鍍電源裝置。該電鍍電源裝置包括輸入端子，例如端子30a、30b和30c，其適合于與例如三相市用交流電的市用交流電相連。該市用交流電源提供例如“200V組”電壓(即從180V-240V范圍的電壓)或者“400V組”電壓(即從380V-460V范圍的電壓)。
輸入端子30a-30c與輸入端整流器32相連，該輸入端整流器32為包括整流二極管32a、32b、32c、32d、32e和32f的全波整流電路。輸入端整流器32的一個輸出通過閘流管(thyrister)34a和電阻器34b的并聯組合與兩個濾波電容器36a和36b的串聯組合相連。
分別由反相器38a和38b組成的直流-高頻轉換器分別與濾波電容器36a和36b并聯連接。反相器38a和38b可為半橋型反相器。反相器38a由半導體開關器件如金屬氧化半導體場效應管(MOSFET)40a和42a、電容器44a和46a組成，并且反相器38b由半導體開關器件如MOSFET 40b和42b、電容器44b和46b組成。可使用全橋反相器來替代半橋反相器。
響應施加于反相器控制單元48的柵極的反相控制信號，MOSFET40a、40b、42a和42b的每一個都以高頻率被接通和斷開，由此通過濾波電容器36a和36b的每一個所產生的直流電壓被轉換為例如20KHz-100KHz的高頻電壓。續流二極管49a、49b、49c和49d以反并聯分別與MOSFET40a、42a、40b和42b的漏極通路相連。
反相器38a和38b的高頻電壓被分別施加到其次級繞組48a-s和48b-s以并聯形式相連的變壓器48a和48b的初級繞組48a-p和48b-p。次級繞組48a-s和48b-s分別具有連接在一起的中間抽頭48a-T和48b-T。
在次級繞組48a-s和48b-s的并聯組合上產生的經變換的高頻電壓在包括二極管50a、50b、50c和50d的輸出端整流器50被整流。次級繞組48a-s和48b-s具有與二極管50a的陽極和二極管50c的陰極的結點聯接在一起的次級繞組48a-s和48b-s的端子的上端子。并且具有與二極管50b的陽極和二極管50d的陰極的結點聯接在一起的下端子。
輸出端整流器50的輸出通過濾波扼流圈52a和52b分別與例如IGBT 54a和54b的半導體器件的串聯組合的反向端相連。扼流圈52a和52b包括以相反方向纏繞在同一磁芯上的繞組。因此，例如當通過扼流圈52a流向IGBT 54a的電流停止時，電流通過濾波扼流圈52b流向二極管50c和50d。另一方面，當通過扼流圈52b流向二極管50c和50d的電流停止時，電流通過扼流圈52a流向IGBT 54a。
IGBT 54a和扼流圈52a、IGBT 54b和扼流圈52b構成斬波器。IGBT 54a和54b由斬波器控制單元56提供的斬波器控制信號開關控制。IGBT 54a和54b的導通和不導通周期通過與斬波器控制單元56相連的定時器57來確定。IGBT 54a導通周期設置長于IGBT 54b導通的周期。例如，從IGBT 54b開始導通的時間到它下次開始導通的時間周期約為5毫秒到20毫秒。
IGBT 54a和54b的結點與電源裝置的輸出端子58a相連，另一輸出端子58b與變壓器48a和48b的次級繞組48a-s和48b-s上的相互連接的中間抽頭48a-T和48b-T相連。該輸出端58a和58b與電鍍負載60相連。
當IGBT 54a為導通時，由于次級繞組48a-s和48b-s的上端子比相互連接的中間抽頭48a-T和48b-T更具正電，所以電流通過二極管50a從上端子流入負載60。另一方面，如果次級繞組48a-s和48b-s的下端子比相互連接的中間抽頭48a-T和48b-T更具正電，則電流通過二極管50b從下端子流入負載60。
當IGBT 54b為導通時，由于次級繞組48a-s和48b-s的上端子比相互連接的中間抽頭48a-T和48b-T更具負電，所以從中間抽頭48a-T和48b-T流入到負載60的電流通過整流二極管50c返回上端子。如果次級繞組48a-s和48b-s的下端子比相互連接的中間抽頭48a-T和48b-T更具負電，則從中間抽頭48a-T和48b-T流入到負載60的電流通過整流二極管50d返回下端子。
因此，二極管50a和50b共同作為第一輸出端整流器工作，而二極管50c和50d共同作用作為第二輸出端整流器工作。
正電流檢測器62a連接于扼流圈52a和IGBT 54a之間以檢測流向IGBT 54a的電流(下文稱做正電流)值。同樣地，連接于扼流圈52b和IGBT 54b之間的負電流檢測器62b以檢測流向扼流圈52b的電流(下文稱做負電流)值。該正電流和負電流檢測器62a和62b分別產生正負電流表示信號，其與反相器控制單元48耦合。
如圖4所示，反相器控制單元48包括一個誤差放大器66，其產生表示在來自電流檢測器62a或62b的正電流值表示信號或負電流值表示信號之間的差的誤差信號。一個脈沖寬度調制(PWM)驅動器68向反相器38a和38b提供脈沖寬度調制型控制信號控制反相器以用這種方式使該誤差信號變為0。
來自參考信號源64的參考信號為如圖5B所示的脈沖信號，并且該參考信號具有底部B和頂部P。隨著IGBT 54a和54b的接通和斷開，該脈沖信號由斬波器控制單元56的信號同步。更具體地說，因為IGBT 54a的導通和IGBT 54b的不導通，當電流流過時，脈沖信號的底部B產生。當IGBT 54a為不導通，IGBT 54b為導通并且因此負電流流過時，脈沖信號的頂部P產生。由于該脈沖信號與IGBT 54a和54b的通斷同步，在一個頂部P的上升沿到與其相鄰的頂部P的上升沿之間的周期例如為5-20毫秒，該周期比反相器38a和38b的高頻信號的周期要長的多。
抽樣和保持電路70和誤差放大器66一起被設置。當IGBT 54a和54b分別為不導通和導通時，即當發生參考信號的頂部P時，通過取樣和保持由誤差放大器66產生的誤差信號，取樣和保持電路70響應來自斬波器控制單元56的信號。當IGBT 54a和54b再次變為不導通和導通時，響應斬波器控制單元56的信號，該取樣和保持電路70提供保持到脈沖寬度調制驅動器68的誤差信號。
在圖3所示的電路中，緩沖器電路72以并聯形式與IGBT 54a和54b的集電極-發射極串聯組合通路相連。緩沖器電路72包括串聯組合的二極管74和電荷存儲裝置(如電容76)，當IGBT 54a或54b變為不導通時，吸收由扼流圈52a或52b產生的額外電壓。在二極管74和電容器76的結點和輸出端子58b之間串聯組合的一個電阻器78、半導體開關裝置(如IGBT80)的集電極-發射極和反向隔流二極管82相連。當“開”信號從斬波器控制單元56施加于IGBT 80的柵極時，該IGBT 80變為導通并且電容器76的電荷向輸出端子58b放電。
作為半導體開關裝置工作的IGBT84a的集電極-發射極通路連接于正電流檢測器62a、IGBT 54a的集電極的結點和輸出端子58b之間。同樣地，作為半導體開關裝置工作的IGBT84b的發射極連接于負電流檢測器62b和IGBT 54b的發射極的結點處，同時IGBT84b的集電極連接于輸出端子58b。當IGBT84a和84b在各自的基部從斬波器控制單元56接收“開”信號時，它們變為導通以由此將扼流圈52a和52b分別與輸出端子58b相連。當連接于輸出端子58a和58b之間的電壓檢測器86檢測輸出端58a和58b之間為零電壓時，斬波器控制單元56產生“開”信號。
參照圖5A和5B將描述帶有上述配置的電鍍電源裝置的操作。當市用交流電源以圖5A示出的時間t1與電源裝置的輸入端子30a-30c相連時，閘流管34a開路，輸入端整流器32的輸出通過電阻器34b被提供給電容器36a和36b，導致電容器36a和36b充電。當充電完成時，閘流管34a變為導通，之后，輸入端整流器32的輸出通過閘流管34a提供給濾波電容器36a和36b，使整流器的輸出濾波為直流電壓。
濾波電容器36a和36b上的直流電壓分別加在反相器38a和38b上，在反相器中被轉換為高頻電壓，轉而被加在變壓器48a和48b的初級繞組48a-p和48b-p上。轉換的高頻電壓在次級繞組48a-s和48b-s中被感應出。
在這種狀態下，如果與由反相器控制單元48提供的參考信號同步，由斬波器控制單元56使得IGBT 54a和54b變為導通和不導通，則由次級繞組48a-s和48b-s感應出的高頻電壓的數值較小，因為在這種狀態下產生的是參考信號的底部B(圖5B)。
在這種狀態下，如果次級繞組48a-s和48b-s的上端子的導出電壓高于中間端子48a-T和48b-T的電壓，則圖5A所示的一個更小的正電流通過二極管50a、扼流圈52a、正電流檢測器62a、IGBT 54a輸出端子58a、電鍍負載60、輸出端子58b流向中間端子48a-T和48b-T。
如果高于中間端子48a-T和48b-T電壓的電壓出現在次級繞組48a-s和48b-s的下端子，則圖5A所示的一個更小的正電流通過二極管50b、扼流圈52a、正電流檢測器62a、IGBT 54a輸出端子58a、電鍍負載60、輸出端子58b流向中間端子48a-T和48b-T。
正電流由正電流檢測器62a進行檢測，其向反相器控制單元48提供正電流值表示信號。該反相器控制單元48以該種方式控制MOSFET40a、40b、42a和42b的導通周期以使該正電流具有與參考信號的底部B(圖5B)相對應的值。
因為正電流的流入，緩沖器電路72的電容器76也被充電。
在如圖5A所示的時間t2，斬波器控制單元56使IGBT 54a變為不導通并且使IGBT 54b變為導通。反相器控制單元48的參考信號變為圖5B所示的頂部P，導致次級繞組48a-s和48b-s的感應的高頻電壓具有一個較大的值。
在該種狀態下，如果次級繞組48a-s和48b-s的中間抽頭48a-T和48b-T的電壓高于次級繞組上端子的電壓，則負電流通過輸出端子58b、電鍍負載60、輸出端子58a、IGBT 54b、負電流檢測器62b、濾波扼流圈52b和二極管50c從相互連接的中間端子48a-T和48b-T流向相互連接的次級繞組48a-s和48b-s的上端子。
如果相互連接的中間抽頭48a-T和48b-T的電壓高于相互連接的次級繞組48a-s和48b-s的下端子的電壓，則負電流通過輸出端子58b、電鍍負載60、輸出端子58a、IGBT 54b、負電流檢測器62b、濾波扼流圈52b和二極管50d從相互連接的中間端子48a-T和48b-T流向相互連接的次級繞組48a-s和48b-s的下端子。該負電流由負電流檢測器62b檢測，并且該負電流值表示信號從檢測器62b被施加到反相器控制單元48。然后，該反相器控制單元48以該種方式控制反相器38a的MOSFET 40a、42a、40b和42b的導通周期以使檢測的負電流具有與頂部P的參考信號相對應的值。
由于從正電流到負電流的轉換，流過電鍍負載60的電流從較小的正電流變為較大的負電流，如圖5A所示。在濾波扼流圖52b中沒有流過濾波扼流圈52a(濾波器扼流圈52a有正電流流過)的電流被感應出，該電流流入二極管50c和50d，加到負電流中。這加速了從正電流到負電流的變化。
在時間t2，斬波器控制單元56使IGBT80導通，由此電容器76上的正電荷流過輸出端子58b、電鍍負載60、輸出端子58a、IGBT 54b、負電流檢測器62b、濾波扼流圈52b和二極管50c或50d。然后，負電流因此增加。這進一步加速了正電流到負電流的轉換。負電流熔化通孔和通路孔邊上的電鍍層，使得可實現均勻的電鍍。
在圖5A的時間t3，IGBT 54a和54b又分別變為導通和不導通以使正電流像前面所描述的那樣流過并且發生從負電流到正電流的轉換。該負電流流過的周期短于該正電流流過的周期，并且該負電流大于正電流。由于正電流開始流過，所以流過扼流圈52b的負電流停止流動，而正電流開始通過扼流圈52a流向IGBT 54a。負電流到正電流的轉換迅速發生。與此同時，電容器76被充電。
以類似的方法，正電流和負電流交替著被提供給電鍍負載60。由于以短周期重復提供比正電流具有更大值的負電流到電鍍負載60，電鍍負載60中的物體可以以均勻的厚度被電鍍。當正電流變為負電流和當負電流變為正電流時，在濾波扼流圈52b和52a中分別感應出的負電流和正電流被疊加，其加速了電流的轉換。此外，當正電流變為負電流時，基于電容器76上的充電電流在某種意義上被疊加到負電流以提高該負電流。因此，從正電流轉換為負電流的速度進一步提高。
由于上述的配置，正負電流值之間的差加大，因此除非反相器38a和38b的響應速度非常快，否則該電流獲得理想的負值將需要很長時間，其導致了物體上的電鍍層的不充分熔化。因此，反相器38a和38b具有一個提高的響應是必要的。為此，當提供負電流時，圖4中所示的反相器控制單元48中的取樣和保持電路70進行取樣和保持所產生的誤差信號，并且當產生正負電流轉換的指令時，它所保持的誤差信號提供給PWM驅動器68。按照這種配置，反相器38a和38b的響應可被提高以使反相器38a和38b產生的高頻電壓可被轉換為高電壓以無延遲地提供負電流。
除了被電鍍的物體，電鍍負載60還包括用于支撐被電鍍物體的支架和其他物體。有時，位于支架和物體之間的連接被斷開，導致電鍍負載60的開路。這使得零電流流過正電流檢測器62a和負電流檢測器62b，進而使反相器38a和38b以這種方式被控制，即在輸出端子58a和58b之間產生最大電壓。與此同時，因為電流流到那里不再流動，所以在扼流圈52a和52b將感應出高電壓，這使得額外電壓被施加到IGBT 54a和54b上，這可能損壞IGBT 54a和54b。此外，在這種情況下，如果電鍍負載開路消失，則額外電流將流入電鍍負載60。
為了避免上述現象的發生，電壓檢測器86被配置以檢測由電鍍負載60開路引起的額外電壓。當電壓檢測器86檢測該額外電壓時，它產生一個表明該額外電壓形成的信號，該額外電壓被施加到斬波器控制單元56上。作為對其的響應，斬波器控制單元56使得IGBT84a和84b的其中與電流流過的扼流圈52a或52b相連的一個變為導通以由此短路該扼流圈。這防止了額外電壓被施加到IGBT 54a和54b上，防止了當電鍍負載60的開路消失時，額外電流被施加到電鍍負載60上。
由于反相器38a和38b以串聯形式連接，所以不是必須使用像MOSFET40a、40b、42a和42b的MOSFET，甚至當該電源裝置準備用提供400V組電壓的市用交流電源時，這些MOSFET也可抗整流400V組市用交流電壓產生的電壓，但它們必需耐整流200V組交流電壓產生的耐壓。勿庸置言，200V組市用交流電源也可用于該電源裝置。
上述的電源裝置包括兩個反相器(即反相器38a和38b)以使得其不僅可被用了提供200V組交流電壓的市用交流電源，而且也可被用了提供400V組交流電壓的市用交流電源。然而，僅以200V組市用交流電源使用的電源裝置僅需要一個反相器。在這種情況下，僅兩個二極管(即圖3所示電路中的二極管50a和50b)用于輸出端整流器，變壓器的數量可降為一個。
在上述的實施例中，電流檢測器62a和62b以串聯形式分別與扼流圈52a和52b相連，但它們可分別被連接于中間抽頭48a-T、48b-T和輸出端子58b之間。
在上述的實施例中，僅當正電流轉換為負電流時，電容器76才被設置為放電。然而，可以使用另一等同于二極管74的二極管，其陰極連接于電容器76和二極管74的結點和其陽極連接于輸出端子58b。以使當提供負電流時，電容器76可充電。在這種情況下，一個電阻器、一個IGBT和一個反向隔流二極管的串聯組合，等同于電阻器78、IGBT80和反向隔流二極管82的串聯組合被連接于電容器76、二極管74的結點和輸出端子58b之間。當IGBT80變為導通時，在等同串聯組合中的IGBT也變為導通以使當電流從負電流變為正電流時可提供電容器76上的電荷，這也提高了負電流轉換為正電流的速度。應當注意，不是總是需要使用兩種電流轉換加速裝置，但它們中的一種裝置，即圖3中所示的僅當電流從正電流轉換為負電流時使電容器76放電的該裝置，或當電流從負電流轉換為正電流時使電容器76放電的上述的附加裝置可被使用。
代替電壓檢測器86，可使用電流檢測器檢測電鍍負載60的開路。
斬波器可被用于代替反相器作為直流-高頻轉換器。
此外，可使用MOSFET或雙極型晶體管代替IGBT 54a和54b。也可使用IGBT或雙極型晶體管代替MOSFET形成反相器38a和38b。
權利要求
1.一種用于電鍍的電源裝置，該裝置包括輸入端整流器，用于整流市用交流電；直流-高頻轉換器，用于將所述輸入端整流器的輸出轉換為高頻信號；變壓器，用于變換所述直流-高頻轉換器的高頻信號并產生高頻變壓器輸出信號；第一輸出端整流器，以這種方式連接于所述變壓器和負載之間以整流所述變壓器的高頻變壓器輸出信號，當所述高頻變壓器輸出信號極性為正時使正電流流入所述負載；第二輸出端整流器，與用于整流所述變壓器的所述高頻變壓器輸出信號的所述第一輸出端整流器并聯連接，當高頻變壓器輸出信號極性為負時使負電流流入所述負載；第一半導體開關裝置，與所述第一輸出端整流器串聯并且以低于所述高頻信號的頻率變為導通和不導通；第二半導體開關裝置，與所述第二輸出端整流器串聯，當所述第一半導體開關裝置導通時所述第二半導體開關裝置不導通，當所述第一半導體開關裝置不導通時所述第二半導體開關裝置導通；所述直流-高頻轉換器以這種方式與所述第一和第二半導體開關裝置同步被控制即當所述第二半導體開關裝置導通時，所述高頻信號具有大于當所述第一半導體開關裝置導通時的值。
2.根據權利要求1的該電源裝置，還包括第一和第二扼流圈，它們分別與所述第一和第二半導體開關裝置相連；其中所述第一和第二扼流圈以這種方式被纏繞在相同的磁芯上，即當所述第二半導體開關裝置不導通時，施加到所述負載的正電壓可被提高，并且當所述第一半導體開關裝置不導通時，施加到所述負載的負電壓可被降低。
3.根據權利要求1的該電源裝置，還包括電荷存儲裝置，當電流被施加到所述負載時進行充電；放電裝置，響應所述第一和第二半導體開關裝置其中一個的接通，從而以這種方式對所述電荷存儲裝置放電使與流過所述電流極性相同的放電電流可以流動。
4.根據權利要求1的電源裝置，其中所述直流-高頻轉換器包括一個轉換半導體開關裝置和控制裝置，用于打開和關閉所述半導體開關裝置，所述控制裝置提供一個控制信號以這種方式開關控制所述轉換半導體開關裝置，即流過所述負載的正電流和為正電流設置的正電流參考值之間的差可變為零并且流過所述負載的負電流和為負電流設置的負電流參考值之間的差可變為零；其中所述電源裝置還包括取樣和保持裝置，用于當所述負電流流過所述負載時，取樣和保持由所述控制裝置提供的所述控制信號，和用于當流過所述負載的電流從正電流變為負電流時向所述轉換半導體開關裝置提供取樣和保持控制信號。
5.根據權利要求3的電源裝置，還包括檢測器，用于當所述負載開路時進行檢測；短路半導體開關裝置，用于當所述檢測裝置檢測所述負載的開路時短路電流流過的所述第一扼流圈和第二扼流圈中的一個。
6.根據權利要求1的電源裝置，其中所述直流-高頻轉換器包括兩個以串聯形式連接于所述輸入端整流器的輸出端之間的反相器，并且所述輸入端整流器與這樣的市用交流電源相連，以使得所述輸入端整流器可提供約為每一所述反相器可處理的電壓的兩倍的整流輸出電壓。
全文摘要
用于電鍍的一種電源裝置，包括一個輸入端整流器(32)。整流器的輸出被轉換為反相器(38a，38b)中的高頻信號，該高頻信號在變壓器(48a，48b)中變壓。當變壓的高頻信號為正極時，它們被二極管(50a或50b)整流以使正電流被提供給負載(60)，為負極時，它們被二極管(50c或50d)整流以使負電流流過負載。第一IGBT(54a)以串聯形式與二極管(50a，50b)的每一個相連并且以低于高頻信號的頻率變為導通和不導通。第二IGBT(54b)也以串聯形式與二極管(50c，50d)的每一個相連，并且當第一IGBT導通時，第二IGBT不導通，反之亦然。反相器(38a，38b)與第一和第二IGBT(54a，54b)同步被控制。
文檔編號H02M5/22GK1402419SQ0213032
公開日2003年3月12日 申請日期2002年8月16日 優先權日2001年8月17日
發明者荒井亨, 櫻田誠, 西岡吉行 申請人:株式會社三社電機制作所