一種快跳頻系統的信道估計和信道均衡方法
【技術領域】
[0001] 本發明涉及一種快跳頻系統的信道估計和信道均衡方法，屬于無線通信技術領 域。
【背景技術】
[0002] 跳頻是最常用的擴頻方式之一，其工作原理是指按照預定規律對收發雙方傳輸信 號的載波頻率進行離散變化，即通信中使用的載波頻率受偽隨機變化碼的控制而隨機跳 變。與定頻通信相比，跳頻通信比較隱蔽也難以被截獲。因為只要對方不清楚載頻跳變的規 律，就很難截獲通信內容。但是常規的跳頻方式也存在一些缺點，例如1)占用帶寬大，當信 號帶寬接近30MHz，如果采用常規跳頻方案，10個頻點就會使信號總帶寬達到300MHz，這對 RF鏈路造成很大的負擔;2)跳頻速度受限;3)對大功率寬帶干擾沒有抑制能力。快跳頻模式 可以彌補這些缺點，它不改變主載波的頻率，僅改變調制數據在子載波上的位置。快跳頻的 每個頻點間隔為一個子載波帶寬，并且不使用過多的頻點，這樣信號帶寬幾乎沒有增加，同 時保證了系統的抗截獲能力。由于快跳頻時不改變主載波頻率，鎖相環路不用重新捕獲和 跟蹤，跳頻速率可以達到系統的符號速率。面對大功率寬帶干擾時，快跳頻可以自適應縮減 使用子載波的個數并改變跳頻圖樣，從而使接收信干噪比仍然保持在一定水平，不至于完 全失去通?目能力。
[0003] 在移動通信系統中，無線信道的時延擴展會引起通信系統的頻率選擇性衰落，造 成子信道信號的幅度伸縮和相位旋轉，當采用同步解調時，這種影響必須通過均衡予以消 除。信道估計是信道均衡的基礎，是影響系統性能的關鍵一步。因此，為了使無線通信系統 能夠在雙選衰落的無線信道中工作，進行精確的信道估計以獲得準確的信道信息就十分必 要。通常采用的是基于訓練序列的信道估計，即在無線通信系統發送端發送已知訓練序列， 接收機根據該訓練序列和相應的接收信號進行信道估計。
[0004] 在理想同步的條件下，0FDM系統的各子信道信號相當于分別通過了衰落系數不同 的平坦衰落信道。因此，各子信道接收信號是發送的數據碼元與相應的子信道傳輸函數的 乘積。只要在FFT后對各個子信道分別采用單抽頭復系數均衡器，補償子信道傳輸函數引起 的幅度衰減和角度旋轉就可以實現信號的均衡。
[0005] 對于快跳頻系統，如果采用常規的信道估計和信道均衡方法則會產生錯誤，導致 系統得不到正確的解調數據。因為快跳頻結果改變了調制數據在子載波上的位置，所以僅 僅通過訓練序列估計出來的信道信息已經不能和快跳頻后的數據子載波一一對應，從而產 生了錯誤的信道均衡結果。

【發明內容】

[0006] 本發明為了解決現有技術中存在的問題，提出一種快跳頻系統的信道均衡和信道 估計方法，以達到更好地利用快跳頻優勢，同時得到正確的信道估計值，完成信道均衡的目 的。所述方法包括發射端的訓練序列設計、快跳頻和接收端的信道估計、信道均衡、解跳頻。
[0007] 本發明的一種快跳頻系統的信道均衡和信道估計方法包括以下步驟：
[0008] 第一步，設計發射端的訓練序列結構。
[0009] 訓練序列設計對信道估計的性能有著重要影響，一個好的訓練序列需要滿足以下 特征:恒模特性(降低系統的峰均值比），二進制序列（降低系統復雜度），良好的自相關特性 和互相關特性(消除由多徑信道導致的自干擾及天線間互干擾）。因此，本發明利用頻域m序 列產生需要的訓練序列。
[0010] 假設0FDM系統中有Q個0FDM符號，每個0FDM符號包含(M+N)個子載波，其中Μ個子載 波攜帶有用數據，Ν個空子載波為保護間隔，不含數據信息，子載波的序號 [0011] 陽{〇，卜.，1^-1}。其中，0到11為數據子載波，（11+1)到(1^)為空白子載波，（11+糾 1)到(Μ+Ν-1)為數據子載波。快跳頻之后，有L個空白子載波會含有數據信息，即攜帶數據信 息的子載波數量變為(M+L)。
[0012]由頻域m序列經過雙極性變換和添加空白點，形成的訓練序列X長度為(Μ+Ν)，其中 非零點為（M+L)個，空白點為（N-L)個。訓練序列X的第0到(Λ + 4)個點為+ 1或者-1，第 .2 Cn + # + 1 - #)'到(Μ+Ν-l)個點為+1或者-1，第{/? + | + 1)到# -妻)點為0。保證快 2 2 2 跳頻之后攜帶數據信息的(M+L)個子載波對應的訓練序列值不為0。最后，對訓練序列X進行 IFFT變換，得到時域的子幀同步頭數據。
[0013] 第二步，設計發射端的快跳頻方式。
[0014] 假設快跳頻之前的數據子載波標號為f(k)。采用快跳頻的方法，生成周期為T的偽 隨機序列a(i)，其中? = 1，···，Τ;再截取偽隨機序列a(i)中一段長度為?\的序列其中 1' = 1，~，1'1;并將&1(1'）轉換為1^進制序列13(〇，長度為1'2，1" = 1，2，~，1'2汰，1^1其中1^ 進制對應著L種快跳頻方式，巧=為整數。再根據序列b (i"）的取值調整每個0FDM符 號中子載波的位置，BP:
[0015]
[0016] 其中，s(j，k)表示快跳頻后第j個0FDM符號時原始標號為f(k)的子載波所對應的 位置，j = 〇，1，2，…，Q-l，mod表示求余運算，b(jmodT2)的結果為j除以T2得出的余數。最后， 對快跳頻之后的子載波進行IFFT變換、加前綴、加窗等等，將得到的時域數據發射出去。
[0017] 第三步，接收端進行信道估計。
[0018] 由于發射時訓練序列是已知的，所以用接收到的訓練序列進行信道估計。發射端 的頻域訓練碼元為訓練序列X，假設信道的頻率響應為H，子載波上的信道噪聲為N，接收端 收到的子幀同步頭經過FFT后的頻域信號為Y，那么有下述表達式：
[0019] Y = HX+N
[0020] 因此，LS(Least Square，最小二乘法)信道估計值可以表示為：
[0021 ] J = FJ-1
[0022] 第四步，接收端進行信道均衡和解跳頻。
[0023] 在用訓練序列得到信道估計值后，就可以對后面的接收數據做信道均衡。假設第k 個OFDM符號在發射端的原始頻域數據為Χκ，經過信道和接收端的FFT變換之后，頻域數據為 Υκ，其中 k = 0，l，2"_Q-l。
[0024] 情況(a):接收端先彳目道均衡，后解跳頻。
[0025] 直接利用上一步驟得出的信道估計值，對后面的接收數據做信道均衡：
[0026]
[0027] 在接收端，生成與發射端相同的L進制序列b(i"），則可進一步解得每個數據子載 波原始標號上對應的數據值，完成解跳頻。
[0028] 情況(b):接收端先解跳頻，后信道均衡。
[0029] 當先解跳頻后信道均衡時，由于接收端的子載波位置經過解跳頻發生了變化，從S (j，k)還原到了 f(k)，而信道估計的信道信息依然對應于s(j，k)，所以還要對信道估計的結 果進行解跳頻處理，解跳頻方式與子載波的解跳頻一致。利用與發射端相同的L進制序列b (〇，將第8(」，10信道信息還原到以10，從而和子載波數據對應：
[0030]
[0031 ]由此得到的解跳頻后的信道估計值為H'頻域數據Υκ解跳頻之后為Υκ'根據下式 進行信道均衡，原始頻域數據為：
[0032]
[0033] 本發明的優點在于：
[0034] (1)保持了快跳頻系統的優勢，不改變主載波的頻率，僅改變調制數據在子載波上 的位置；
[0035] (2)在快跳頻系統中，用子載波信息對應的信道信息完成了信道估計和信道均衡， 本發明的訓練序列防止了信道信息的缺失，解跳頻和信道均衡的不同順序防止了信道信息 的錯位，保證了結果的準確性。
【附圖說明】
[0036]圖1是常規的訓練序列和本發明的訓練序列比較示意圖。
【具體實施方式】
[0037]下面給出本發明方法在0FDM系統中的一個實施例，包括發射端設計訓練序列、快 跳頻、接收端信道估計、解跳頻和信道均衡，具體如下：
[0038]第一步，設計發射端的訓練序列；
[0039]在0FDM系統中，每個符號包含64個子載波，標號為{0，1，2…63}，其中52個數據子 載波，12個空白子載波。標號為0到25和38到63的為兩段數據子載波，26到37為空白子載波。