專利名稱：估算使用天線陣列和空間處理的通信系統的參數的方法和設備的制作方法
本申請涉及這里作為參考引入的同時申請、共同擁有并在審理中的標題為“使用天線陣列和空間處理的由判定指導的解調方法和設備”的專利申請，在下文中稱為“我們的解調發明”。
本發明的領域是無線通信。尤其是，該領域是在無線通信系統中使用天線陣列和空間信號處理以確定通信系統的參數，例如用于空間處理的頻率偏移、時間對準和最初加權矢量。
無線通信系統的用戶一般使用遠程終端例如蜂窩式電話和裝有無線收發機的數據調制解調器訪問該系統。這種系統一般具有一個或更多的無線基站，它們每一個為一個地理區域提供覆蓋即通常所說的網孔。遠程終端和基站具有用于起始呼叫、接收呼叫和信息的一般傳送的協議。
在這種系統中，頻譜的分配部分被分成可以按頻率、按時間、按代碼或按上面的某些結合辨別的通信信道。這些通信信道的每個在這里將稱為傳統信道。為提供全雙工通信鏈路，典型地，一些通信信道用于從基站到用戶的遠程終端的通信(下行鏈路)，和其它的用于從用戶的遠程終端到基站的通信(上行鏈路)。在它的網孔中，無線基站可以通過為每個遠程終端使用不同的傳統通信信道同時與許多遠程終端通信。
我們以前已公開了帶有天線陣列的空間處理以增加這種系統的頻譜效率。參見美國專利申請1991年12月12日提交的序列號07/806,695，標題為多址無線通信系統(也就是1996年5月7日出版的美國專利5,515,378)；1994年4月28日提交的序列號08/234,747，標題為校準無線陣列的方法和設備(現在是1996年8月13日出版的美國專利5,546,909)；1994年8月1日提交的序列號08/283,470，標題為頻譜有效和高容量確認無線尋呼系統；1995年1月20日提交的序列號08/375,848，標題為頻譜有效高容量無線通信系統(全體，“我們的待審專利申請”)；一般的想法是通過使用天線陣列而不是單個天線，和處理由天線接收的信號一起來提高通信質量。天線陣列也可以通過對傳統信道引入空間復用以使若干用戶可以在同一傳統信道上同時通信來增加頻率效率。我們稱之為SDMA空分多址。因此，以頻分復用(FDMA)為例，通過SDMA，若干遠程終端可以在同一頻率信道的一個單一的網孔上，也就是說，在同一傳統信道上與一個或多個基站通信。類似地，通過時分復用(TDMA)和SDMA，若干遠程終端可以在同一頻率信道的一個單一的網孔上和同一時隙，也就是說，在同一傳統信道上與一個或多個基站通信。SDMA同樣也可以和碼分多址(CDMA)一起使用。通信系統的參數頻率偏移和時間對準經常需要估算通信系統的特定參數例如頻率偏移和時間對準。頻率偏移可以描述如下。在一個典型射頻(RF)接收機中，原始RF信號使用通常由晶體振蕩器和/或頻率合成器產生的本振頻率參考來向下混頻，以產生其相位和幅度在由調制形式決定的可斷定模式周圍變化的基帶信號。理想地，信號不具有殘留頻率偏移分量，這種偏移例如是因為本機振蕩器的頻率稍微不同于發送信號所使用的振蕩器的頻率。在移動通信從手機到基站發射的情況下，無線信號的頻率由手機中的本機振蕩器產生，而用于下變換信號的頻率參考由基站中的不同的本機振蕩器產生。盡管基站本機振蕩器一般非常好，但是在殘留信號中仍有頻率偏移。為提高系統性能，最好估算這種頻率偏移并在例如解調中糾正它。頻率估算的現有技術包括輸入信號的簡單DC濾波。其它現有技術包括對輸入信號取一些高次冪，例如四次冪。作為例子，具有π/4差分四相(或正交)相移鍵控(π/4DQPSK)，對輸入信號取四次冪使坐標中所有的復數點在相平面上彼此依賴，并且因此信號四次冪的DC值給出了頻率偏移的一個估算值。這些或其它類似技術的問題在于遇到噪音或信號輸入出現大量干擾時它們不夠強。在很多情況下，尤其是在蜂窩通信系統中，干擾可能是在同一通信系統中來自其它的信號源的信號，所以具有相同的調制形式。這種干擾是同一信道中來自其它信號的大量可能的干擾中的一種，所以叫做同信道干擾。用于估算頻率偏移參數的現有技術當它具有低載波干擾比(C/I)即它有強同信道干擾的情況時通常工作得不太好。
為了最好地解調數字調制信號，眾所周知需要估算輸入信號的時間對準參數。這涉及到準確地確定在復平面上看，輸入信號何時經過坐標點。也就是說，它涉及到接收信號中碼元的最初定時和發送信號的定時同步。現有技術中有很多技術用于進行時間對準估算。在這種技術中經常使用插入感興趣的突發脈沖串的已知訓練序列。選擇這些訓練序列以具有特殊相關(或卷積)特性。正如現有技術所熟知的，然后可以使用相關(或卷積)操作以確定定時偏移。這些現有技術的問題在于出現強同信道干擾時不能很好地執行。有關現有技術中時間對準和頻率偏移的干擾糾錯/估算的兩本參考書是1)1994年，Kluwer學院出版社，E.A.Lee和D.G.Messerschmitt的數字通信，第2版，第16章，“載波恢復”和第17章，“定時恢復”；和2)1983年，Prentice-Hall公司，L.E.Franks的數字通信衛星/地球站工程中，K.Feher(版)的“同步子系統分析和設計”。
因此，現有技術中需要當出現強同信道干擾時找到仍正常工作的通信系統的時間對準和頻率偏移參數的技術。
我們的解調發明，公開了一種通過用多個天線擴大無線通信系統來改進接收和解調的方法和設備，因此引入每個信號的多個型式，這些型式中的每一個都包括所有同信道信號還有干擾和噪音的合成物。我們的解調發明開拓了這個事實，即通過強迫感興趣信號的估算值更匹配特殊調制形式而使感興趣信號具有特殊調制形式。這個特性的技術有時叫做有向判定或性質恢復。我們的解調發明還在正在進行的基礎上糾正頻率偏移和時間對準。總的說來，它設計成出現強同信道干擾時仍正常工作。在建立通信過程中，我們的解調發明使用初始的頻率偏移和時間對準估算值。使用陣列的其它通信系統也需要頻率偏移和時間對準的初始估算值。
因此，現有技術中需要估算出現強同信道干擾時仍正常工作的通信系統中參數初始值的技術，例如初始時間對準和初始頻率偏移，并可應用于使用天線陣列的通信系統中。初始加權矢量計算對于使用天線陣列的通信系統，需要估算的另一個參數是下面定義的初始加權矢量。我們的待審申請、我們的解調發明和其它“智能天線”技術用多個天線擴大無線通信系統。通常在m個天線接收m個信號。在m個天線的m個信號(復數值)的空間處理包括對每個感興趣信號確定天線信號的加權和。復數值的加權可以由這里叫做加權矢量的矢量來表示。更通常的情況是接收的天線信號還需要暫時均衡，在那種情形下，對每個感興趣信號，確定天線信號卷積和，而不是加權和。也就是說，對于線形時間不變性均衡情形，加權矢量推廣到復數值的脈沖響應的矢量。為了本發明的目的，術語加權矢量即可以應用于復數加權的矢量也可以應用于脈沖響應的矢量，依賴于是否包括均衡。
我們的待審申請、我們的解調發明和其它的“智能天線”技術使用大量的方法在正在進行的基礎上確定加權矢量。它們每個之中，最初的加權矢量，系統的參數，也需要確定，并且在現有技術中已經建議的一些方法以確定這些最初的加權。這些方式包括使用ESPRIT或MUSIC以確定空間碼元差，然后使用這些以確定最初的加權。它也包括最大比率組合和(3)主要分量復制技術，并使用這些技術給出導致會聚在最強信號的起動加權。因此，如果目標是從一組干擾中總能挑出最強的信號，那么這些技術工作得很好。但是這些現有技術當具有低載波干擾比(C/I)即當它具有強同信道干擾的情況時通常工作得不好。
因此，現有技術需要在出現強同信道干擾時估算仍正常工作的帶有天線陣列的通信系統的初始加權矢量參數的初始值的技術。
本發明的一個目的是提供一種在出現強同信道干擾時估算仍正常工作的基于天線陣列的通信系統的時間對準和頻率偏移參數的方法和設備。
本發明的另一個目的是提供一種估算在出現強同信道干擾時仍正常工作的通信系統的參數初始值，例如初始時間對準和初始頻率偏移的方法和設備，并可應用于使用天線陣列的通信系統。
本發明的另一個目的是提供一種在出現強同信道干擾時估算仍正常工作的帶有天線陣列的通信系統的初始加權矢量參數的初始值的方法(和設備)。
本發明的上述或其它的目的由在通信系統中操作的方法提供，該系統包括至少一個遠程終端和至少一個基站，每個基站具有m個天線振子。總體思路是在參數估算過程中的任何階段，已經確定了通信系統的某些參數，而將要確定其它參數。已經估算出的參數和作為具有已知特性的發送信號的結果在天線接收的信號，在確定將要估算的參數的過程中一起使用。因此有兩組參數，第一組包括已經確定的那些參數的估算值，而第二組是將要確定的參數。最初，第一組是空的。在任何階段，下一個將要確定的參數從第二組中選出，并使用接收信號和發送信號的已知特性，可能和在第一組中的參數估算值相結合，估算下一個參數。
本方法的第一優選實施例使用當包含完全已知的比特序列的SYNCH突發脈沖串被發射時在天線上接收到的信號。也就是說，已知特性是SYNCH突發脈沖串的已知比特序列。將要估算的第一個參數(當第一組為空時)是時間對準。在下一階段，這個估算值(現在它是第一組的參數)用于估算其它未知的參數、頻率偏移和初始空間處理加權矢量，再使用SYNCH突發脈沖串的已知特性。
尤其是，本方法包括發射已知特性的第一個信號；接收該信號作為在m個對應天線振子上的m多個接收信號，確定與第二組的至少一個或更多的參數有關的價值函數，該價值函數的確定使用(ⅰ)使用復制加權矢量從第一組多個接收信號的信號抽樣中確定的復制信號，(ⅱ)如果第一組不為空，估算第一組的一個或更多的參數，和(ⅲ)第一信號的已知特性。選擇第二組參數的估算值作為使價值函數最小的值。
還要描述確定參數的設備，通信系統的設備部分。設備包括發射已知特性的信號的裝置，它在優選實施例中包括在遠程終端中。包括確定與所述第二組的至少一個或多個參數有關的價值函數的裝置。在優選實施例中，價值函數確定裝置在基站中。確定裝置包括與基站接收機耦合的信號復制裝置，以使用復制加權矢量從第一組多個接收信號的信號抽樣中確定復制信號、存儲任何已確定參數的裝置，和存儲第一信號已知特性的裝置。該設備還包括與價值函數確定裝置耦合的計算裝置用于選擇使價值函數最小的那些參數值作為將要確認的參數的估算值。
在具體的實施中，該設備包括確定加權矩陣、頻率偏移和時間對準參數的設備。
圖1示出本發明設備優選實施例的結構。
圖2示出本發明優選實施例中用于執行同步的突發脈沖串的框圖。
圖3示出在本發明優選實施例中所用的SYNCH突發脈沖串的幅度(量值)。
圖4示出根據本發明優選實施例的對準方法的流程圖。
圖5示出在初始對準和頻率偏移估算器的優選實施例中設想的SYNCH突發脈沖串的對準窗口和子集。A．系統構造本發明的各種優選和可選實施例用于結合到使用“個人手持電話系統”(PHS)的蜂窩系統中，ARIB標準，第2版(RCR STD-28)。尤其是，本發明的各種優選和可選實施例結合到我們的解調發明的優選實施例中。
PHS系統是具有真時分雙工(TDD)的8時隙時分多址(TDMA)系統。因此，8時隙分成4個發射(TX)時隙和4個接收(RX)時隙。在優選實施例中使用的PHS系統的頻帶是1895-1918.1MHz。8時隙中的每一個都是625微秒長。PHS系統具有控制信道的專用頻率和時隙，在控制信道上發生初始化呼叫。一旦建立鏈路，該呼叫轉到正式通信的業務信道。通信以每秒32kbits(kbps)的速率，稱為全速率，在任意信道中發生。PHS還支持半速率(16kbps)和四分之一速率(8kbps)通信。
在優選實施例中使用的PHS中，定義突發脈沖串為在單一時隙通過無線電發射和接收的有限持續時間RF信號。定義基群為一個4個TX和4個RX時隙的組。基群總是從第一TX時隙開始，而且它的持續時間為8×0.625=5毫秒。為支持半速率和四分之一速率通信，PHS標準定義四個基群為PHS幀，也就是，8個時隙的4個完整周期。在這里描述的實施例中，僅支持全速率通信，因此，在這里的描述中，術語幀與PHS術語基群同義。也就是說，幀是4個TX和4個RX時隙而且有5毫秒長。如何改進這里所描述的實施例以結合到小于全速率通信中的細節對本領域普通技術人員來說很清楚。
邏輯信道是概念性的管道，通過它可以在遠程終端和基站間交換消息，存在兩種類型的邏輯信道，用于初始化通信鏈路的邏輯控制信道(LLCH)，和用于正在進行通信的業務信道(SCH)。本發明的優選實施例被應用于業務信道中的通信。在這里，任何特定的遠程終端和基站在幀分開的時隙中的突發脈沖串中通信。
幀定時是幀開始和結束定時。在呼叫初始化過程中，遠程終端聽從于基站的稱為廣播控制信道(BCCH)的控制信道使它自已與基站的幀定時同步。為初始化呼叫，基站和遠程終端在控制信道上通信以建立業務信道的時隙和頻率。一旦達成特定業務信道的協議，基站和遠程終端經業務信道進入同步(“SYNCH”)模式，在此期間每一個向另一個發送已知同步突發脈沖串(“SYNCH”突發脈沖串)。
一旦建立了初始的對準和頻率偏移，進入通信的“正常”模式。
PHS系統對基帶信號使用π/4差分四相(或正交)相移鍵控(π/4DQPSK)調制。波特率為192kbaud。也就是，每秒有192,000個碼元。
坐標(constellation)空間是由復數值(同相分量I和正交分量Q)基帶信號掃出的復數坐標。對于π/4DQPSK，信號坐標空間包含繞單位圓，為方便起見從I=1(標準化)和Q=0，記為(1,0)開始每隔45度的坐標點。實際上，坐標點由于干擾、多徑和附加噪音，由于頻率偏移緩慢旋轉，和系統中無線接收機和發射機的頻響和非線形而偏離理想狀態。差分空間是描述碼元到碼元相位變化的復數空間。也就是說，它是用前一個坐標空間點除以每個坐標空間點形成的差分信號掃出的復數空間。對π/4DQPSK，理論上差分空間信號只包括相位為+π/4、-π/4、+3π/4和-3π/4的四個點。實際上，真正的差分空間信號由于干擾、噪音、信道失真、頻率偏移和時間對準問題可能會失真。
在本優選實施例使用的PHS系統中，RF信號經過頻譜整形，典型地升余弦濾波。由此產生的基帶信號在每個碼元周期的短暫瞬間僅能傳過理想坐標點。在優選實施例中，基帶信號以8倍于波特率的速率抽樣。也就是說抽樣速率是1.536MHz每個碼元8個樣值。
圖1圖示本發明設備優選實施例的結構。使用m多個天線101.1,...,101.m，其中m=4。天線的輸出在三個階段由RX塊105.1,...，105.m從載頻(大約1.9GHz)到最后384KHz的中頻(IF)以模擬方式下混頻。接著該信號在1.536MHz由模數轉換器109.1,...,109.m數字化(抽樣)。只抽樣信號的實部。因此，以復相量標志，該數字信號由于包含在384KHz的復數值IF信號還有-384KHz的鏡像可以形像化。最后將每秒1.536兆個抽樣的只有實部的信號與384KHz復相量相乘以數字化地實現到基帶的下變頻轉換。這等同于乘以復數序列1、j、-1和-j，這使用碼元改變和重新雙元化很容易實現。結果是包含復數值基帶信號的復數值信號加上在-2×384=-768KHz的鏡像。對這個不想要的負頻率鏡像數字濾波以產生在1.536MHz抽樣的復數值基帶信號。在優選實施例中，使用GrayChip公司的GC2011A數字濾波設備113.1,...,113.m，每個天線輸出用一個，以實現下變頻轉換和數字濾波，后者使用有限脈沖響應(FIR)濾波技術。使用本領域普通技術人員很清楚的標準技術進行確定合適的FIR濾波器系數。
從每個天線的GC2011A數字濾波設備113有四個下變頻轉換的輸出值，每個時隙一個。對四個時隙的每一個，四個天線的四個下變頻轉換的輸出值被輸入數字信號處理器(DSP)設備117以根據本發明做進一步處理。在優選實施例中，使用四個摩托羅拉DSP56301 DSP，每個接收時隙一個。
這里使用下面的碼元。
設z1(t),z2(t),...,zm(t)分別是第一，第二，...，第m天線振子的復數值響應，在下變頻轉換后，即在基帶。這些可以由第ⅰ行的z(t)為zi(t)的m-向量z(t)表示。假設z(t)的N個抽樣值由z(T),z(2T),...,z(NT)表示，其中T是抽樣周期。為了簡單和方便，將抽樣周期標準化為1而且z(t)(和其他信號)將表示連續時間t的函數或抽樣信號，這種情形對于本領域的一個普通技術人員從上下文來看很清楚。z(t)的N個抽樣值可以被表示成矩陣Z=[z(1)|z(2)|...|z(N)|]。假設來自p個不同信號源(遠程終端)的p個復數值同信道信號s1(t),s2(t),...,sp(t)發送到天線陣列。在這種情況下，在m個天線陣列振子的zi(t),i=1,...,m每個都是這些p個信號，包括噪音和其他干擾的某種結合。具體的結合依賴于幾何參數和傳播。設同信道信號由其第k個元素是復數值信號sk(t)的p-向量s(t)表示。
信號sk(t)可以被模塊化為sk(t)=Σnbk(n)g(t-nTs)
其中求和Σn是在指數n上數據批量或突發脈沖串中所有n的值，{bk(n)}是第k個遠程終端發送的碼元序列，Ts是碼元周期而g(t)代表結合所有的發射濾波器(s)、傳播信道和使用的各接收濾波器(s)影響的脈沖響應。一般地，g(t)的持續時間比Ts長。為了方便，g(t)制成單元能量(unit-energy)。在優選實施例中，碼元周期Ts取抽樣周期T的L整數倍，其中L=8。既然T標準化為1,Ts=L=8。復數值碼元bk(n)屬于某種有限字母表Ω。對于PHS實施例的π/4DQPSK調制，Ω={1,exp±jπ/4,exp±jπ/2,expjπ,exp±j3π/4}，并且對任何k或n，差分信號dk(n)=bk(n)/bk(n-1)屬于有限字母表{±π/4,±3π/4}。
表示矩陣S為和Z一樣具有相應于s(t)的相同N個抽樣值的列，多路分解的目的是產生S的某種估算值。采用線形估算。即S^=WrHZ]]>其中Wr是稱為加權矩陣的m×p矩陣而WrH是復數共軛轉置矩陣，即Wr的厄米轉置矩陣。Wr的r下標指“接收機”以表示我們正處理接收而不是發射。Wr的第k列，m-矢量Wrk稱作第k個信號sk(t)的加權矢量。因此sk(t)的估算值是
我們的解調發明描述了當出現來自遠程終端j,j≠k的其他信號，即出現同信道干擾時如何解調從一個特定的遠程終端k發送的信號。為了方便，應簡化碼元以便下標k被隱含。本領域的技術人員應當清楚使用上面矩陣等式所示的全部操作這一個信號的操作是來自其他(p-1)信號信號的重復。
通過信號復制操作我們用操作
使用加權矢量Wr從m個接收信號z(t)的抽樣值(以t)來估算特定信號的特定抽樣值。
參考信號是具有所需調制結構的信號。即結構信號sR(t)=Σnb(n)g(t+ε-nTs)其中ε是定時誤差。在優選實施例的情況下，sR(t)是一個π/4DQPSK波形。B．一般方法總體思路是在參數估算過程的任何階段，一些參數已經確定，而其他的將要確定。在確定將要估算的參數的過程中，已經估算的參數和作為具有已知特性的發送信號的結果，在天線接收的信號一起使用。因此有兩組參數，第一組包括已經確定的那些參數的估算值，而第二組是將要確定的參數。最初，第一組是空的。在任何階段，下一個將要確定的參數從第二組中選出，可能在第一組與參數估算值結合，在估算下一個參數中，使用接收信號和發送信號的已知特性。
本發明方法和設備的第一個優選實施例使用當發射包含全部已知比特序列的SYNCH突發脈沖串時接收的信號。也就是說，已知特性是SYNCH突發脈沖串的已知比特序列。將要估算的第一個參數(當第一組為空時)是時間對準。在下一階段，這個估算值(現在它是第一組的參數)用于估算其它未知的參數、頻率偏移和最初空間處理加權矢量，再使用SYNCH突發脈沖串的已知特性。在我們的解調發明的優選實施例中，這些估算值分別作為時間對準、頻率偏移和空間處理加權矢量參數的最初估算值來使用，而且一旦確定了這些參數的最初估算，就進入通信的“正常”模式。
在正常模式中，我們的解調發明的方法和設備使用天線陣列，并在正在進行的基礎上使用已知的交替投影方法的改進解調并確定Wr。如果考慮到一組空間處理加權作為復數值向量Wr，那么交替投影方法可以這樣描述從Wr的估算值開始，將它投影到參考信號空間以得到參考信號更好的估算值，而且將參考信號更好的估算值投影到Wr-空間以得到Wr更好的估算值，并在Wr-空間和參考信號-空間之間來回反復直到得到產生參考信號的“非常好”的估算值的“非常好”的Wr。在我們的解調發明中，頻率偏移和時間對準參數的正在進行的估算值用來確定校正了Wr和作為參考信號一部分的碼元的這種偏移和對準糾正。用本發明的第二優選實施例提供這些頻率偏移和時間對準參數的正在進行的估算值。C．第一優選實施例本發明的第一優選實施例使用已知特性是已知形式的突發脈沖串，SYNCH突發脈沖串，以估算時間對準、頻率偏移和最初的加權矢量Wr參數。圖2是用于執行同步的突發脈沖串的框圖。注意SYNCH突發脈沖串具有若干個字段，而且一個自由使用所有或任何字段的突發脈沖串或字段的一部分。第一字段叫做前言碼并且是特定周期的比特序列。這個特定字段的傅立葉變換(估算使用FFT運算)反映出由三個強正弦分量，而且本方法的一個可選實施例利用了這個事實。優選實施例確定價值函數，尤其是二次價值函數(均方差)，并使用最佳方法，尤其是最小平方最佳化，以確定使價值函數最小的參數值。在未脫離本發明范圍的情況下也可以使用其他的價值函數和最佳方法。由此確定的第一個參數是時間對準，給出最小價值函數的時移(表示為抽樣數)。一旦估算了時間對準，它用于確定和初始值Wr和頻率偏移有關的價值函數，而且最佳方法用于確定初始值Wr和頻率偏移估算值。
時間的位置大致知道了。在第一優選實施例中，假設知道突發脈沖串的最初時間位置在±2個碼元(±16個抽樣值)之間，而且對準估算突發脈沖串的位置在32個抽樣值的這個窗口范圍內。單個SYNCH用于對準，首先估算粗略位置然后估算更精確的時間位置。一旦確定對準，相同的SYNCH突發脈沖串就用于估算頻率偏移和最初的加權矢量Wr。在可選實施例中，當較慢的處理器用于估算，以使時間運算更加嚴格時，總共用三個突發脈沖串。兩個突發脈沖串用于對準，第一個估算粗略位置而第二個估算更精確的時間位置。一旦確定對準，在使用較慢處理器的第三實施例中，第三個SYNCH突發脈沖串用于估算頻率偏移和最初的加權矢量Wr。
現在更詳細地描述時間對準估算。對此僅使用幅度而不是復數數據。圖3示出一個SYNCH突發脈沖串的幅度(幅值)。正如所期望的，看到在具有不同頻率偏移的若干這種SYNCH突發脈沖串觀察到幅度信號(幅度比時間)在具有不同頻率偏移的SYNCH信號突發脈沖串之間變化不大。盡管在較寬的意義上說，本實施例所用的已知特性是SYNCH突發脈沖串的已知比特序列，在較窄的意義上說，已知特性是幅度信號隨著用于在具體實施中確定時間對準的頻率偏移變化不大。當幅度特性的確隨著頻率偏移變化時本方法的改進對本領域的技術人員來說是清楚的。
圖4是根據第一優選實施例方法的流程圖，方法從步驟401開始有m個信號z1(t),...,zm(t)的下變頻轉換突發脈沖串，其中在每個天線采用m=4.960復數樣值。既然信號以8倍波特率附加抽樣，那么它在步驟403中取四分之一降到每碼元兩個樣值的頻率。
本方法僅使用突發脈沖串的一部分，在優選實施例中，參考圖3所示的典型突發脈沖串的幅度，在SYNCH突發脈沖串的前序字段的中間開始的單一區域用于形成突發脈沖串的子集。在圖4的流程圖中，步驟405采用子集。子集結構的其他改變包括使用任何數目的區域，或，甚至，全部突發脈沖串作為子集。
確定加權矢量和對準的環路現在在假設時間偏移在其中的步驟407中開始。在步驟409中為了確定窗口內的時間偏移計算該環路的加權矢量。有輸入信號(和子集)的四個拷貝，每個天線一個。用復數值行向量表示這些子集信號，每個行向量是特定天線子集的時間樣值。設m×N矩陣|Z|2表示相應于m個天線各子集信號的時間樣值平方的幅度。也就是說，定義其第i個元素為|zi(t)|2的m-矢量|z|2(t)，為在時間抽樣t在第ⅰ個天線信號子集的平方，其中大于所想到的子集。接著定義
|Z|2=[|z|2(1)|z|2(2)...|z|2(N)]考慮到這些|zi(t)|2和實數w1,w2,...,wm的線形結合，并形成將這種線形結合與已知SYNCH突發脈沖串中的同一子集已知幅度的平方比較的價值函數。圖5說明在窗口501中由SYNCH突發脈沖串503的區域511構成的子集和參考SYNCH突發脈沖串505相應區域507的子集。參考SYNCH突發脈沖串，一個信號，存入只讀存儲器(ROM)。用|sr|2(t)表示在子集507中的參考SYNCH突發脈沖串幅度的平方并設行向量|sr|2成為區域507中參考突發脈沖串505幅度平方的樣值。即{sr|2=[|sr(1)|2|sr(2)|2...|sr(N)|2]定義具有實數值加權w1,w2,...,Wm的列m-向量wr為它的元素。定義在|z|2(t)的信號復制操作以確定復制信號WrT|Z|2(t)。接著在步驟409的最佳化是尋找帶來與已知|sr|2(t)盡可能接近的復制信號WrT|Z|2(t)的wr。在優選實施例中，價值函數J=‖|sr|2-WrT|Z|2‖2被最小化。尋找使J最小的wr的最佳技術為現有技術所熟知。例如見1989年，巴爾的摩John Hopkins大學出版，G.H.Golub和C.F.VanLoan的矩陣計算，第2版，1995年，Pacific Grove，加洲Brooks/Cole，B.N.Datta的數字線性代數和申請(6.10部分)或1992年，英國劍橋劍橋大學出版，W.H.Press的在C的數字接收(第10章)，第2版。
有關這些方法的文獻用J=(b-Ax)H(b-Ax)形式的價值函數解決了矩陣最佳化問題。為解釋現在的情形，人們用bT=|sr|2、AT=|Z|2、和xT=Wr進行替代。注意這里使用的“一般”矢量的碼元b(和A和x)與其他地方使用的碼元bk(n)、b(n)、b0(n)等沒有關系。
在兩個不同實施中使用兩個可選方法以解決最佳化問題。第一個是共軛梯度方法。它最小化f(x)=1/2xHAx-xHb。函數有x=inv(A)b的最小值-1/2inv(A)b，其中inv(A)是A的偽逆矩陣。最小化通過產生一組搜索方向pk來實現。在每一階段，用指數k表示，發現數量ak使f(x+akpk)最小而且設定xk+1等于xk+akpk。選擇矢量pk通過由{p1,p2,...,pk}占據的整個矢量空間以使函數最小化。
下面是使用共軛梯度用于尋找偽逆矩陣的程序。
<pre listing-type="program-listing"><![CDATA[x=0；sk=b；for k=1:4 rk=sk AH； if(k=1) pk=rk； 1_r=rk(:)Hrk(:)；else rk OLDLen2=1_r； 1_r=rk(:)Hrk(:)； bk=1_r/rk OLDLen2； pk=rk+pkbk；end qk=pkA； a=1_r/qk(:)Hqk(:)； x=x+akpk； sk=sk-akpk；end]]></pre>用于尋找偽逆矩陣的第二個方法是通過正式計算偽逆矩陣，它最小化等式Ax-b系統的L2標準，即它最小化J=(b-Ax)H(b-Ax)使J最小的x值是(AHA)-1AHb而且J的最小值是bHb-bH(P-I)b，其中P=A(AHA)-1AH叫做A的投影矩陣而(AHA)-1AH是A的偽逆矩陣。
使用共軛梯度法的技術優點是當對b的不同值(本發明情況的sref)需要數次計算最優化時，A的偽逆矩陣(AHA)-1AH的計算并不依靠b，因此對于任何A只需要執行一次，在本發明的情況下，這意味著任何接收信號Z只要一次。在使用共軛梯度法的情況中，每次最小化需要包括A和b的相同計算。
在優選實施例中，計算的每步都使用自適應校正。為此，使用標準化誤差項(由bHb標準化)。這個標準化價值函數，用J’表示是J’=J/bHb=1-bH(P-I)b/bHb，所以J’的最小值等于bH(P-1)b/bHb的最大值。因為數字和穩定性的原因，確定偽逆矩陣應用在本發明優選實施例中以在換算系數之內。P和由此得出的(P-I)對于該換算系數是不變量。為了避免必須計算該換算系數，在優選實施例中，無論何時因為比較的原因需要計算J，則改為確定J’的值并比較。例如，參見下述步驟411和421。
作為計算偽逆矩陣中使用該換算系數的結果，矢量x和由此得出的加權矢量決定該換算系數。為了避免必須明確的計算該換算系數，在這種情況|sr|下，為該換算系數定義所有的參考信號。本發明的具體應用在于確定加權矢量用于在信號復制操作中并確定和比較參考信號，為了一致的結果所有的參考信號和信號復制操作對于該換算系數都被標準化。
回到流程圖，一旦計算出加權，J’的形式的估算均方誤差在步驟411中計算。該誤差在步驟413和該Wr的時間偏移一起被存儲。還在步驟415進行檢查以確定是否已為本循環的所有偏移計算誤差，其中因為該抽取是每四個中抽樣一個。如果沒有，在步驟417抽取因數4加上正在確定的偏移。也就是，窗口507以四移位，并在步驟419和409，重新確定一組新加權。在步驟411，為確定該新偏移的新誤差。這樣，總共重復九個近似解。因此，以帶有作為九個偏移函數的誤差結束。這些偏移被四個樣值隔開。在步驟421，給出最小均方誤差J’的偏移Wr被選擇以給出粗略偏移估算。
該方法現在轉到第二個循環，在粗略估算的四個樣值中確定對準估算值。在該優選實施例中，使用相同的SYNCH突發同步脈沖串(步驟423)。在可選的實施例中，可以使用第二SYNCH突發同步脈沖串以限制所需的計算能力。
確定的粗略對準在步驟425中用于校正在SYNCH突發同步脈沖串期間在天線上接收的數據。接收數據在步驟427被重新抽取并相應于區域511確定子集。現在重新開始一個循環類似于上述的粗略對準確定循環。除了考慮不同于粗略對準選擇的每四個抽樣之外，現在在該四個抽樣中確定一個最優對準。最終的對準在步驟447通過加粗略對準和最優對準估算值確定。
在這個階段，一個參數，對準已經被估算出并成為第一組。現在將其用于估算第二組的參數頻率偏移和加權矢量參數。相同的SYNCH突發脈沖串再次被使用。在可用計算能力可能受限制的可選實施例中，可用使用附加SYNCH突發脈沖串估算頻率偏移和加權矢量Wr。
在對準的確定中，使用在天線上的信號子集的平方幅值|zi(t)|2,i=1,...,m，并且Wr有實數值部分。對于頻率偏移估算和Wr的確定，使用天線信號子集的完全復數值部分zi(t),i=1,...,m，并且Wr是復數值。突發脈沖串在步驟449中被接收，并在步驟451中使用在步驟447中確定的對準估算值校正對準定時偏移。在步驟453中根據因數4抽樣信號并抽取子集。現在主估算循環開始。五個頻率偏移值用于在循環中初始化。該五個點中每個之間的差值稱為delta，并初始設為2048Hz。五個點是-4096Hz,-2048Hz,0,+2048Hz和+4096Hz。小同的應用可以使用不同的數值。該主循環幾乎和上述用于時間對準估算的循環相同，除了給出我們的頻率移位，計算最小均方誤差。定義z(t)=[z1(t)z2(t)...zm(t)]T和Z=[z(1)z(2)...z(N)]。
考慮到這些zi(t)和復數值加權w1,W2,...,Wm的線性結合。由sr(t)表示頻率偏移校正后在子集507中的參考SYNCH突發脈沖串，并設行向量sr(t)是由頻率偏移校正的區域507中的參考突發脈沖串的幅值抽樣。也就是sr=[sr(1)sr(2)...sr(N)]。
通過用每個復數值抽樣乘以與頻率偏移對應的相位偏移應用頻率偏移。定義復數列矢量m-矢量wr=[w1w2...wm]。然后在步驟457中優化以發現wr使復制信號WrHZ(t)盡可能(以某個標準)靠近已知的和校正的頻率偏移sr(t)。在優選實施例中，價值函數J=‖sr-wrHz‖2被最小化。這樣，確定使五個頻率偏移中的每一個的該價值函數最小的加權wr。如前所述，當使用偽逆矩陣法時，加權wr在常數中確定。在那樣的情況下，對于本領域的技術人員很清楚，sr(t)還為了一致性的看法用換算系數來定義。這些加權矢量wr中每個的均方估算誤差(標準化為J’)在步驟461中確定，然后選擇給出最小誤差的頻率偏移。稱之為粗略偏移頻率。現在為三個圍繞并包括在最后的遞歸中給出最小誤差的粗略偏移頻率的值用1024Hertz的delta執行二分法查找。也就是，加權和誤差為(粗略偏移頻率-delta)和(粗略偏移頻率+delta)確定，這兩個附加頻率偏移值圍繞粗略偏移頻率，并使用二分法查找，給出最小均方誤差的頻率偏移從組{(粗略偏移頻率-delta)，粗略偏移頻率，(粗略偏移頻率+delta)}中選擇。現在二分delta，進行新的二分法查找。這個二分delta的二分法查找循環繼續直到delta小于對頻率偏移要求的精度。在優選實施例中，這是16Hz。
兩種可選方法也可以在確定頻率偏移中使用。這些技術，梯度技術和內插法可能更有效地計算。在梯度技術中，利用誤差函數曲線比頻率偏移光滑并一般出現兩次有時三次極小值的觀察。由此使用已熟知的梯度最小化技術很容易發現主極小值，并只需要幾次遞歸。和在二分法查找法中使用的相同主估算循環，用于在開始共軛梯度查找循環開始之前近似最小值。內插法使用四次多項式。通過確定多項式在最小均方意義上最好地配合它的主極小值附近的誤差函數曲線來確定頻率偏移，這種方法包括兩個循環。第一個確定近似最小值。為此，計算五個誤差點，相應于-4000Hz,-2000Hz,0Hz,+2000Hz,和+4000Hz，近似估算值被用于給出最小誤差的偏移。在第二循環中，四個圍繞近似估算值的改進誤差值被確定作為近似估算值±1500Hz和近似估算值±750Hz。這四個值和近似估算值一起配合四次多項式。然后確定多項式的導數和三個根。頻率偏移參數的估算值是最接近近似估算值的非復數根。
從而頻率偏移和加權矢量參數即第二組參數被確定。由此，在單一的SYNCH突發脈沖串中，所有三個參數被估算對準，頻率偏移和加權矢量wr。如前所述，如果沒有足夠的計算能力，在可選實施例中，這些參數可以在兩個或三個SYNCH突發脈沖串中確定。D．第二優選實施例第二優選實施例使用作為傳輸信號的已知特性，傳輸信號的已知有限字母表特性在正常模式中確定頻率偏移量和時間對準參數的估算值。如此估算的參數作為我們的解調發明的一部分用于正在進行的頻率偏移和對準校正。
在第二優選實施例中，再次從還沒估算是空組的第一組參數開始。將要估算的第二組參數包括頻率偏移和時間對準參數。首先估算時間對準參數。
假定Wr的初值，在這里用Wr0表示。可以使用任一方法確定Wr0。
在我們的解調發明的優選實施例中，該發明的第一優選實施例被用于確定這個Wr0。如前所述，假設z(t)是被下變頻轉換的接收信號矢量。首先生成重要信號的估算值，通過簡單復制信號操作使用Wr0和z(t)生成該信號的估算值表示成S0^(t)=wr0Hz(t)]]>。注意到
用因數L抽樣(在優選實施例中L=8)。假設復數值序列{b0(n)}是在相等間隔抽樣點的
的復數值。注意到在抽樣周期中這個序列和由第K個遠程終端發送的碼元序列{bk(n)}之間的區別。bk(n)是碼元點并在每L個抽樣中出現，而{b0(n)}是在相等間隔抽樣點上
的復數值。考慮在連續抽樣之間的相位差信號。表示由先前假定坐標點的抽樣b0(n-L)除以b0(n)形成的差分通量為d0(n)。{d0(n)}是一個信號序列，其相位是從一信號抽樣到離其一個波特碼元(L個抽樣)信號的相位變化。也就是，d0(n)=b0(n)/b0(n-L)∠d0(n)=∠b0(n)-∠b0(n-L)其中∠是相位。在現有技術的π/4DQPSK解調中，在理想差分坐標點的復數值d0(n)的象限由解調判定。分別用φ1、φ2、φ3和φ4表示復平面四個象限的第一、第二、第三和第四象限。象限對于解調是足夠的是π/4DQPSK信號有限字母表特性的主要結論，并在理想情況中，在理想差分坐標點，∠d0(n)=±π/4或±3π/4。現在利用信號的有限字母表特性。理想差分信號d0ideal(n)被定義成盡可能最接近理想差分坐標點的d0(n)，也就是，d0(n)∈φI∠d0ideal(n)=(2i-1)π/4，i=1,2,3或4。用“fa’’(有限字符finite alphbet)表示d0(n)和d0ideal(n)之間的關系。即d0ideal(n)=fa{d0(n)}。定義對準均方誤差為eA2(n)=|d0(n)-d0ideal(n)|2，即差分點和最接近它的理想差分坐標點之間距離(在復平面上)的平方。在不在碼元點附近的抽樣點上，誤差距離可能相對較大。
在本發明的實施例中，不要明確確定{d0(n)}，而寧可使用每個d0(n)的實際角度，∠d0(n)=∠[b0(n)b0*(n-L)]。
設|b0(n)b0*(n-L)|=xRe(n)+jxlm(n)在復平面上(j2=-1)。則信號|xRe(n)|+j|jxlm(n)|∈φ1，即第一象限，在這種情況下，d0ideal(n)被標準化時將是1/√2+j1/√2。在本優選實施例中使用的對準均方誤差eA2(n)的量值是eA2(n)=(|xRe(n)|-1/√2)2+(|jxlm(n)|-1/√2)2。
這避免了必須解調該信號。現在構成相應于并與之相關的時間對準參數的價值函數。在這個實施例中，這個價值函數是Jx=Σj=1N/LeA2(x+jL),x=0,···,(L-1),]]>作為對準x的函數這是在突發脈沖串中所有抽樣的全部誤差距離之和。本發明方法的第一優選實施例是選擇具有最小值Jx的點作為對準點xmin。其它的價值函數，例如平均絕對誤差，也可以被選擇使用。
注意到在這個實施例中，xmin是在L個抽樣點中圍繞波特點的對準，然而在使用SYNCH突發脈沖串的第一優選實施例中，確定所有的對準。使用在本技術領域所熟知的標準技術，通過查看組幀比特從xmin很容易確定出所有的對準。
因而一旦確定出xmin，第一組成為對準參數，然后就估算頻率偏移參數，使用對準參數估算值xmin對準數據。在用xmin對準后，分別用d’0(n)和d’0ideal(n)表示差分點d0(n)和d0ideal(n)。也就是，d’C(n)=dC(n+Xmin)和d’Cideal(n)=dCideal(n+xmin)。如前所述，以及如后所述，實際的應用并不包括明確確定d’(n)和d’0ideal(n)。表示相位誤差為ep(n)=∠d’0(n)-∠d’0ideal(n)定義價值函數為在抽樣值上的相位誤差ep(n)的平均值。本發明方法確定該函數而不明確要求解調。
定義b’0(n)作為b0(n)的對準模型。第一步是確定|b’0(n)b’0*(n-L)|。現在確定|b0(n)b0*(n-L)|所在的象限φi。下一步，根據|b’0(n)b’0*(n-L)|所在的某個象限，對于φi=1,2,3或4，分別以-π/4、-3π/4、3π/4或π/4旋轉|b’0(n)b’0*(n-L)|。這使∠|b’0(n)b’0*(n-L)|移到-π/4和π/4之間的范圍內。在復平面中用P’(n)=PRe’(n)+jPlm’(n)表示該旋轉的[b’0(n)b’0*(n-L)]。
用于計算ep(n)的方法使用實際的相乘矢量加上相位角度。為確定全部的相位需要區分出正相位分量和負相位分量。給這些相位中的每一個乘以相量，通過計數器注意到有2π的多少倍，因而結果將求2π的模。于是最終的總矢量是全部正矢量分量減去全部負矢量分量。用于它的偽代碼如下<pre listing-type="program-listing"><![CDATA[a_pos=1；a_neg=1；c_pos=0；c_neg=0；for n=1,...,N/Lif PIm’(n)＞0a”_pos=a_pos；a_pos*=P’(n)if((Re{a”_pos}Re{a”_pos})(Re{a_pos}Im{a_pos})＜0)c_pos+=1；elsea”_neg=a_neg；a_neg*=P’(n)if((Re{a”_neg}Re{a”_neg})(Re{a_neg}Im{a_neg})＜0)c_neg+=1；a_tot=(a_pos exp{-j(c_pos mod 4)π/2})·(a_neg exp{j(c_neg\mod 4)π/2})tot=2(Im a_tot＞0)-1；Ave{ep(n)}=(∠(a_tot exp{-j totπ/4})+(c_pos-c_neg+tot/2)π/2)/(N/L)；]]></pre>使用抽樣率的知識，該平均相位角度誤差可以被轉換成所需要的頻率偏移估算值。注意到這通過最小化相位(∠)計算次數完成，因為在本優選實施例中使用的DSP上，反正切操作的花費很大。
這樣，從第一組的參數的估算值對準、接收到的m個信號和已知所發信號的有限字母表特性，通過使價值函數J最小化，確定出了第二組中的參數頻率偏移值。
當在解調過程中該估算值被用于校正信號的頻率偏移時，平均相位角最好使用其自身而不是頻率偏移估算值。
經過以上描述，很明顯，本發明提供了一種用于確定通信系統參數的方法，該參數包括頻率偏移，時間對準和空間處理加權矢量中的一個或多個。E．參數確定裝置本發明設備的優選實施例的結構如圖1所示，現在做更詳細的描述。m個天線101.1、101.2、...、101.m的m個輸出103.1、103.2、...、103.m(在優選實施例中m=4)以模擬形式被接收并下混頻，在三個階段從載頻(大約1.9GHz)變頻到最終的384kHz的中頻(IF)。這在m個RX模塊105.1、105.2、...和105.m中執行從而產生信號107.1、107.2、...和107.m，然后由A/D轉換器109.1、109.2、...和109.m在1.536MHz數字化(抽樣)，從而生成實值信號111.1、111.2、...和111.m。最后下變頻至基帶由模塊113.1、113.2、...和113.m數字化執行，該模塊是GrayChip公司的GC2011A數字濾波設備。下變頻器還執行時間多路分解以生成四路輸出。舉個例子，第一下變頻器113.1，其輸出是115.1、115.2、115.3和115.4，每路輸出對應每個接收時隙0、1、2和3。還由每個下變頻器換算每個時隙信號，該換算要求進一步的處理。如何執行這種信號處理的換算，對于本領域的普通技術人員是清楚的。從而，對于所有時隙，生成m個信號，這就是z1(t)、z2(t)、...和Zm(t)，分別是第一、第二、...、第m個天線元件的復數值響應。對于第零個時隙，圖示為信號115.1.0、115.2.0、115.3.0和115.4.0。
因而，對于任何時隙，該設備包括用于m個天線中每一個的接收機，每個接收機都包括數字轉換變換器，m個接收機的輸出作為相應天線振子響應。RX模塊103,A/D模塊109和下變頻器模塊113一起是該具體實施例中的m個接收機，而任何其它的接收裝置都可以被替代。
為了操作該設備，該通信系統需要包括一臺發射機以向基站發射具有已知特性的信號，例如，一個SYNCH突發脈沖串。該系統的任一終端可以被編程以向基站發射該信號。
對于任一時隙，在一種模式中，處理以確定初始加權矩陣，頻率偏移和時間對準參數，并在第二模式，同樣對于每個時隙，處理以提供頻率偏移和對準確定，頻率偏移和對準校正，由對應于每個時隙的數字信號處理器執行解調。用于四個接收時隙0、1、2和3的四個數字信號處理器，分別如模塊117.0、117.1、117.2和117.3所示。都是摩托羅拉公司的DSP56301。得出的解調信號如119.0、...、119.3所示。
因此，該設備包括一個初始化加權矩陣，頻率偏移和時間對準參數確定的設備。
雖然，本發明已經用最小化價值函數來說明，對于本領域的人員將很明顯，這和最大化其它相關的價值函數是相同的。因而，任何最小化步驟的敘述通常都可以作為對最小化或者最大化步驟的解釋。
盡管就本發明的優選實施例已經作了說明，那些實施例只是說明性的。就本優選實施例來說不意味著或被推導出限制性。很明顯，在不離開本發明的實質精神和創造性的范圍的情況下可以實現許多改變和修改。它意味著本發明的范圍由附屬的權利要求書定義。
權利要求
1．在一種通信系統中包括至少一個遠程終端和至少一個基站，所述至少一個基站中的每一個具有m個天線振子，該通信系統有一組一個或多個參數，所述組包括已經估算的第一組參數和將要估算的第二組參數，一種用于確定第二組的一個或多個參數估算值的方法，該方法包括a)發送已知特性的第一信號；b)接收所述第一信號作為m個相應天線振子上的第一組m多個接收信號；c)確定和第二組中至少一個或多個參數相關的價值函數，所述確定使用ⅰ)使用復制加權矢量從第一組多個接收信號的信號抽樣確定的復制信號；ⅱ)如果第一組不是空的，第一組的一個或多個參數的估算值；ⅲ)第一信號的已知特性；d)把使價值函數最小化的第二組中一個或多個參數的值，選作第二組中一個或多個參數的估算值。
2．如權利要求1所述的方法，其中第一信號是SYNCH突發脈沖串的子集而已知特性包括SYNCH突發脈沖串子集的格式。
3．如權利要求2所述的方法，其中子集是SYNCH突發脈沖串。
4．如權利要求2所述的方法，其中子集是SYNCH突發脈沖串的一個或多個指定的固定部分。
5．如權利要求1所述的方法，其中所述的第一組是空的而所述的第二組包括所述系統的時間對準。
6．如權利要求5所述的方法，其中所述價值函數是復制信號和從第一信號的已知特性確定出的參考信號的二次價值函數。
7．如權利要求6所述的方法，其中所述的復制信號是所述接收信號抽樣的幅度，而參考信號和所述子集抽樣的幅度相關。
8．如權利要求6所述的方法，其中所述的復制信號是所述接收信號抽樣的幅度，而參考信號和所述子集抽樣的平方幅度相關。
9．在一種通信系統中包括至少一個遠程終端和至少一個基站，所述至少一個基站中的每一個具有m個天線振子，該通信系統有一組一個或多個參數，一種用于確定該組一個或多個參數估算值的方法，該方法包括a)發送已知特性的第一信號；b)接收所述第一信號作為m個相應天線振子上的在第一組m多個接收信號；c)確定和該組中的至少一個或多個參數相關的價值函數，所述價值函數是這樣一個函數ⅰ)和第一組多個接收信號的信號抽樣相關的復制信號，和ⅱ)從第一信號的已知特性確定出的參考信號；d)把使價值函數最小化的該組一個或多個參數的值，選作該組一個或多個參數的估算值。
10．如權利要求9所述的方法，其中第一信號是SYNCH突發脈沖串的子集，而已知特性包括SYNCH突發脈沖串子集的格式。
11．如權利要求9所述的方法，其中所述價值函數是二次價值函數。
12．如權利要求10所述的方法，其中所述的一個或多個參數是時間對準，復制信號是所述接收信號的幅度，而參考信號和所述子集的幅度相關。
13．如權利要求10所述的方法，其中所述的一個或多個參數是時間對準，所述復制信號是所述接收信號的平方幅度，而參考信號和所述子集的平方幅度相關。
14．在一種通信系統中包括至少一個遠程終端和至少一個基站，所述至少一個基站中的每一個都具有m個天線振子，一種用于估算該通信系統時間對準的方法，該方法包括a)發送已知特性的第一信號；b)接收所述第一信號作為m個相應天線振子上的第一組m多個接收信號；c)為一組時間對準的每個時間對準計算最小價值函數，所述的最小價值函數計算包括確定使在參考信號和復制信號之間的誤差的價值函數最小的加權矢量，該參考信號從所述第一信號的已知特性確定，而該復制信號是所述第一組多個接收信號的抽樣，復制信號的計算使用所述加權矢量，復制信號和參考信號在時間上彼此相對移位所述的每個時間對準，最小價值函數是使用所述計算的加權矢量的價值函數；d)選擇該時間對準估算值，作為所述具有最小價值函數的時間對準組的時間對準。
15．如權利要求14所述的方法，其中的第一信號是SYNCH突發脈沖串的子集，而已知特性包括SYNCH突發脈沖串子集的格式。
16．如權利要求14所述的方法，其中所述價值函數是二次價值函數。
17．如權利要求16所述的方法，其中的復制信號是所述接收信號抽樣的幅度，而參考信號和所述子集的幅度相關。
18．如權利要求16所述的方法，其中的復制信號是所述接收信號的幅度抽樣，而參考信號和所述子集的平方幅度相關。
19．如權利要求18所述的方法，其中價值函數的最小化使用偽逆矩陣處理。
20．如權利要求18所述的方法，其中價值函數的最小化使用共軛梯度法。
21．如權利要求18所述的方法，其中在最小化的每一步驟都使用自適應校正。
22．如權利要求1所述的方法，其中所述第一組包括時間對準而所述的第二組包括所述系統的頻率偏移。
23．如權利要求22所述的方法，其中所述的價值函數是所述復制信號和參考信號之間的誤差函數，該參考信號根據所述第一信號的抽樣形成。
24．如權利要求23所述的方法，其中所述價值函數包括復制信號定時相對于所述第一信號抽樣定時的校正，所述的校正使用在所述第一組中已經確定的時間對準估算值。
25．如權利要求23所述的方法，其中所述價值函數是所述誤差的二次價值函數。
26．如權利要求24所述的方法，其中所述價值函數是所述誤差的二次價值函數。
27．如權利要求25所述的方法，其中價值函數最小化使用偽逆矩陣處理。
28．如權利要求25所述的方法，其中價值函數最小化使用共軛梯度法。
29．如權利要求26所述的方法，其中價值函數最小化使用偽逆矩陣處理。
30．如權利要求26所述的方法，其中價值函數最小化使用共軛梯度法。
31．如權利要求25所述的方法，其中在最小化的每一步驟都使用自適應校正。
32．如權利要求25所述的方法，其中的參考信號是所述第一信號抽樣的頻率偏移復制，其移位是一組頻率偏移中的一個。
33．如權利要求32所述的方法，其中的最初的所述頻率偏移組的偏移被頻率間隔分開，而其中所述選擇步驟包括a)確定使所述價值函數最小化的加權矢量和頻率偏移，所述的加權矢量是加權矢量的最小值，所述頻率偏移是頻率偏移的最小值。b)如果沒有獲得期望的精確度，使用一組新的頻率偏移，重復步驟a)至少一次，該組新的頻率偏移以前一最新的頻率偏移的最小值為中心，該組新的頻率偏移用小于前一最新的頻率間隔的一個新的間隔分開，所述的重復直到獲得期望的精確度為止；并c)選擇最后一次獲得的頻率偏移的最小值作為頻率偏移估算的估算值。
34．如權利要求33所述的方法，其中所述第二組包括加權矢量，其中所述的選擇步驟包括選擇最后一次獲得的加權矢量的最小值作為加權矢量的估算值。
35．如權利要求9所述的方法，其中所述的組包括所述系統的頻率偏移。
36．如權利要求35所述的方法，其中所述價值函數是所述復制信號和參考信號之間的誤差函數，該參考信號根據所述第一信號的抽樣形成。
37．如權利要求36所述的方法，其中所述價值函數是所述誤差的二次價值函數。
38．如權利要求37所述的方法，其中價值函數最小化使用偽逆矩陣處理。
39．如權利要求37所述的方法，其中價值函數最小化使用共軛梯度法。
40．如權利要求37所述的方法，其中在最小化的每一步驟都使用自適應校正。
41．如權利要求37所述的方法，其中的參考信號是所述第一信號抽樣的頻率偏移的復制，其移位是一組頻率偏移中的一個。
42．如權利要求40所述的方法，其中的最初的所述頻率偏移組的偏移被一個頻率間隔分開，而其中所述的選擇步驟包括a)確定使所述價值函數最小化的加權矢量和頻率偏移，所述的加權矢量是加權矢量的最小值，所述頻率偏移是頻率偏移的最小值。b)如果沒有獲得期望的精確度，使用一組新的頻率偏移，重復步驟a)至少一次，該組新的頻率偏移以前一最新的頻率偏移的最小值為中心，該組新的頻率偏移用小于前一最新的頻率間隔的一個新的間隔分開，所述的重復直到獲得期望的精確度為止；c)選擇最后一次獲得的頻率偏移的最小值作為頻率偏移估算的估算值。
43．如權利要求42所述的方法，其中所述的第二組包括加權矢量，其中所述的選擇步驟包括選擇最后一次獲得的加權矢量的最小值作為加權矢量的估算值。
44．如權利要求1所述的方法，其中的第一組是空的而第二組包括該系統的時間對準。
45．如權利要求1所述的方法，其中的第一組是空的，而第二組包括該系統的時間對準，所述第一信號用有限字母表特性的調制方案調制，而已知特性包括該調制方案。
46．如權利要求45所述的方法，其中的有限字母表的碼元在相位上全不相同。
47．如權利要求46所述的方法，其中的調制方案是DPSK,DPSK可以由在復平面上的一組差分坐標點表示。
48．如權利要求47所述的方法，其中所述的接收信號和所述的復制信號可用復數值表示，該價值函數是時間移位差分信號和最接近于所述時間移位差分信號的理想差分信號之間的誤差的單調函數，該差分信號定義為在連續抽樣之間具有的一個相位差值，等于在復制信號的連續抽樣之間的相位差值，所述抽樣被波特周期分開，所述在時間上任一點的誤差，是在復平面上差分信號和所述解調方案的最接近的差分坐標點之間的距離，所述時間按預定量移位，所述最小化確定使所述價值函數最小化的時間移位，時間對準的估算值是使所述價值函數最小化的時間移位。
49．如權利要求48所述的方法，其中所述價值函數是誤差平方之和。
50．在一種通信系統中包括至少一個遠程終端和一個基站，該基站具有多個天線振子，在其中成功地在基站和遠程終端之間的通信要求建立公用信道定時和頻率，一種通過從第一組估算參數估算第二組參數建立公用信道定時和頻率的方法，該方法包括a)發送一個具有已知有限字母表特性的調制信號，所述調制信號使用DPSK調制方案調制。b)在多個天線振子上接收被發送的信號，并生成一個下變頻復數將每個接收信號表示成接收信號向量；c)用一個初始空間加權矢量使用信號復制操作估算被發送的信號；d)創建時間抽樣表示，
的b0(n)；e)形成一個差分通量，d0(n)=b0(n)/b0(n-L)∠d0(n)=∠b0(n)-∠b0(n-L)其中L是波特間隔而∠(.)表示相關幅角的相位角度；f)計算時間對準均方誤差eA2=|d0(n)-dOideal(n)|2即eA2=(|xRe(n)-1√2|)2+(|jxIm(n)|/1/√2)2，其中dOideal(n)是最接近d0(n)的理想值(±∠π/4或±∠3π/4)，而[b0(n)b*0(n-L)]=xRe(n)+jxIm(n)；g)使關于偏移標號x的價值函數最小化，其中Jx=Σk=1N/LeA2(x+kL),x=0,1,···,(L-1),]]>N是在d0(n)中抽樣的總數，選擇該估算的時間偏移參數作為使Jx最小的x的值。
51．如權利要求50所述的方法，還包括用于估算頻率偏移參數的步驟，該步驟包括a)將估算出的偏移參數應用于對d0(n)和d0ideal(n)的校正，并分別生成相應的時間對準信號d’0(n)和d’0ideal(n)和相應的相位誤差eP(n)=∠d’0(n)-∠d’0ideal(n)；b)通過旋轉∠d’0(n)使關于∠d’0(n)的相位誤差價值函數JP最小化，其中JP是在所有抽樣上的eP(n)的平均值，以獲得使JP最小化的相位偏移∠d’0min(n)；c)通過相位角度∠d’0min(n)除相應于時間標號n增量的時間增量計算頻率偏移。
52．一種用于確定一個通信系統的一個或多個參數的估算值的設備，該系統包括至少一個遠程終端和至少一個基站，該基站具有一個由m個天線振子組成的天線陣列和m個相應的接收機，該通信系統有一組一個或多個參數，所述的組包括第一組已經估算出的參數和第二組將要估算的參數，該設備包括a)用于發送已知特性的第一信號的裝置，所述第一信號在基站被接收作為在m個相應天線振子和接收機上的第一組m多個接收信號；b)用于確定價值函數的裝置，該價值函數和所述第二組中至少一個或多個參數相關，所述的確定裝置包括ⅰ)信號復制裝置連接到所述的接收機，用于使用復制加權矢量從第一組多個接收信號的信號抽樣確定一個復制信號，ⅱ)用于存儲第一組參數的裝置，ⅲ)用于存儲第一信號的已知特性的裝置，c)計算裝置連接到價值函數確定裝置，用于把使價值函數最小化的第二組中一個或多個參數的值選作第二組中一個或多個參數的估算值。
全文摘要
一種用于估算無線通信系統參數的方法和設備,該系統包括至少一個基站和至少一個遠程終端,每個基站具有m個天線振子(101),參數是時間對準、頻率偏移和用于空間處理的加權矢量中的一個或多個。在任一階段,有些參數可能已經被估算。已知特性的信號作為m個接收信號(103)在天線振子(101)上被發射和接收。和第二組至少一個或多個參數相關的價值函數使用從接收信號(103)抽樣確定的復制信號。一個或多個參數的估算值,如果可提供,還有發送的第一信號的己知特性來確定,通過使價值函數最小化獲得將要確定的參數的估算值。
文檔編號H04B7/10GK1233374SQ97198740
公開日1999年10月27日 申請日期1997年10月10日 優先權日1996年10月11日
發明者戴維M·帕里什, 阿蘭M·基奧蒂尼, 克雷格H·巴勒特, 卡馬拉杰·卡魯皮亞 申請人:埃瑞康姆公司