專利名稱：定時恢復的方法和設備的制作方法
技術領域：
本發明涉及高速、數字數據傳輸系統，而且更特別地涉及收發機電路中的定時恢復。
背景技術：
數字用戶線或其它通信環路上的通信需要很低的誤碼甚至沒有誤碼的編碼二進制數據的傳輸，例如，需要誤碼率(BER)等于或小于10-7，以便用于綜合業務數字網(ISDN)的用戶環路基本接入接口中。在由通信信道引入及/或在通信信道上產生的給定的未知時延、衰減、色散、噪聲、以及符號間干擾(ISI)中得到這樣低的BER是很困難的。
編碼二進制數據的甚低誤碼率傳輸的核心部分是數字數據接收機中的符號同步。一般來說，接收收發機接口的接收機時鐘必須連續地調整，以便跟蹤并補償位于通信環路的相對端的發射機中使用的振蕩器與接收機時鐘電路之間的頻率漂移，并且跟蹤并補償傳輸媒質中的變化。數字接收機依賴于數字處理以恢復所發送的數字信息。換句話說，所接收的信號以離散時間間隔抽樣并轉換成它的數字表示。因此，需要定時恢復功能以便同步接收機時鐘，使所接收的符號可以在恰當的抽樣時刻被抽樣，(例如，最佳抽樣時刻對于脈沖幅度調制(PAM)編碼可能在抽樣脈沖的峰值)。由于接收脈沖的失真，這個任務可能會更復雜。
一旦干擾源是來自收發機發送部分的發送脈沖直接通過混合電路的耦合，在接收機輸入處檢測到的就是回波。這種發送脈沖回波一般通過回波抵消器去掉(例如，橫向濾波器，它模擬發送信號并從接收信號中去掉發送信號)。但是即使在回波抵消器去掉發送脈沖的回波之后，由于上面提到的傳輸通道的特性以及符號間干擾，所接收的脈沖仍然會失真。結果是來自遠端收發機的相對較方、較窄的脈沖，在近端收發機中接收時，會在時間上“模糊”，(即，變寬和失真)。
為了檢測接收的脈沖值，接收機要執行除回波抵消以外的很多功能。例如，接收機試圖抵消在當前接收的感興趣的符號脈沖之前接收的符號脈沖所引起的符號間干擾(ISI)。這種ISI是由傳輸通道的時延和脈沖成形特性所引起的，使得當符號被發送時，一個符號脈沖的“尾”會擴展到下一個發送的符號脈沖的時間期間內，對在那個符號期間內確定實際發送脈沖的正確幅度造成困難。高速數字通信系統可能使用判決反饋均衡器(DFE)來抑制ISI。
在進行了各種糾正/補償功能之后(其中一些在上面做了簡單描述)，接收機就判決(1)在哪里及時地而且(2)以多大幅度去量化或“限幅”所接收的信號，以便能將它們轉換回所需的脈沖或符號值。為了進行這些限幅功能，接收機必須確定對信號抽樣的定時時刻，并且確定抽樣時刻的信號電平。由于數字信號處理電路的成本和復雜性一般都隨抽樣速率遞增，因此希望而且一般都是以最低可能的速率，即波特率對輸入信號抽樣。因此，定時相位對于使噪聲及符號間干擾所造成的誤差最小化是很關鍵的。如果一種“波特率”定時恢復算法在每符號或波特僅對接收的符號脈沖抽樣一次的地方使用，那么定時恢復還要更復雜。
這樣一種抽樣率定時恢復算法由Mueller和Muller在”TimingRecovery in Digital Synchronous Data Receivers(數據接收機中的定時恢復)，“IEEE Trans.Comm.，Vol.COM-24，No.5，pp.516-531，May1976中提出。Mueller和Muller定時恢復算法選擇一種在最佳抽樣相位處為零的“定時函數”。其目的是找到使這種定時函數等于零的相位。該函數為零時的檢測通過檢測何時該函數的幅度過零(即一個零跨越點)來實現。
但是，這個目標只是理論上的，因為這樣一種定時函數不可能精確計算而且必須從接收的信號抽樣中估計。然后調整抽樣相位，直到估計等于零。實際上，定時函數的導出/估計是相當困難的。例如，前面建議的定時函數的估計被表示為一個等效方程組。很多這種方程沒有唯一解而且當方程數超過3時變得很難處理。另一個而且可能是更嚴重的問題是Mueller等人的定時函數估計對很多傳輸通道不能收斂于一個單一的過零點，相反會出現多個過零點。因此，很容易選擇錯誤的定時時刻，它更壞地影響定時恢復處理。因此，從以波特率抽樣的輸入數字信號中穩定地恢復定時信息的問題還亟待解決。

發明內容
本發明的一個目的是提供一種穩定的定時恢復算法，允許以符號波特率精確地對輸入數字信號抽樣。
本發明的另一個目的是，使用一種可以在超大規模集成(VLSI)電路中以低成本實現的有效的定時恢復算法，在發送和接收機時鐘之間實現時鐘同步，并跟蹤和調整這些時鐘之間的相位漂移。
本發明的另一個目的是提供一種基于通信信道的特性選擇定時相位的定時恢復算法，以便將誤碼率最小化到很小值。
本發明的另一個目的是提供一種與其它接收機參數(例如判決反饋均衡器)密切相互作用的定時恢復算法。
為此，揭示了一種定時恢復函數，通過最小化未由抵消的前沿(precursor)符號間干擾帶來的均方誤差來確定所需的定時相位。一般，將誤差作為均衡信號和相應的檢測符號之間的差來計算。當均方誤差達到最小值時，就實現了最佳或接近最佳的抽樣定時相位。
揭示了一種數字通信系統中的定時恢復方法，用于在接收機中恢復抽樣時鐘信號的定時相位。在受控的定時時刻對接收信號抽樣，以便將接收信號轉換成數字信號。通過對可以得到單值過零點的兩個信號之間的相關，從而產生出定時恢復函數。有了這種單值的過零點，例如，只有一次過零，就可以確定所需的、而且可靠的、精確的抽樣定時時刻。
處理接收信號，以便補償各種失真，并在信號檢測器中檢測來自處理信號的接收信號值。然后，計算檢測器輸入和檢測器輸出之間的誤差。定時恢復函數被定義為誤差和另一個信號之間的相關。另一個信號的選擇要使得該相關提供單值的過零點。一般，另一個信號是從接收信號中獲得的、或者導出的信號。在最佳或接近最佳抽樣定時時刻，該相關為零。在一種實現方案中，相關結果的“符號”，即正或負的相關結果，確定是否需要超前或滯后定時相位。
本發明也描述了數字通信系統中的一種實現定時恢復技術的數字通信收發機，包括用于發送被編碼為通信信道上的多個符號中的一個的數字信息的發射機以及接收機。接收機包括模數轉換器，用于以可控的、預定的定時時刻對接收信號抽樣。一個檢測器，用于將每個信號抽樣與一個門限相比較并基于該比較產生一個相應的符號。定時恢復控制器計算該誤差和從接收信號得到的信號之間的相關，在最佳或接近最佳的定時時刻提供單一的過零點。在一個實施例中，接收機時鐘信號的相位被調整為使前沿誤差值的平方和實際上最小化。
接收機包括一個符號檢測器，在預定定時時刻檢測接收信號值。計算輸入到檢測器的接收信號與檢測器輸出的檢測值之間的誤差。然后定時恢復控制器將該誤差與接收信號的一些組合進行相關，藉此產生近似于前沿值平方和的信號。
通過提供產生單值過零點的定時恢復相關函數，本發明產生很容易被檢測的參考點。定時恢復時鐘的超前、滯后、或維持都基于相關結果的符號，例如正相關指示滯后時鐘，負相關指示超前時鐘，而相關幅度值(正或負)低于一個門限值指示維持當前時鐘相位。該參考點給出了對脈沖抽樣的最佳或近似最佳的抽樣時刻。
通過參照對本發明的如下詳細描述以及所附的圖將會得到對本發明特性和優點的更好了解，在附圖中給出了利用本發明原則的示意性實施例。
附圖的簡要描述

圖1是本發明可以應用的數字ISDN通信系統的一個例子的功能框圖；圖2是ISDN中可以使用的U-類收發機的功能框圖；圖3是發射機最初產生的典型符號脈沖的圖；圖4是經過變壓器和接收濾波之后的典型接收脈沖的圖；圖5是經過接收機中的前饋前沿濾波器濾波之后的典型接收脈沖的圖；圖6是理論計算的自相關函數εk(實線)及其導數(虛線)的圖；圖7是圖2中的U-類收發機的另一個框圖，附加了根據本發明的定時恢復技術的示范實施例中使用信號的詳細說明；圖8是說明根據本發明的定時函數的一個例子的比較圖；圖9是更詳細地說明圖7中所示的定時恢復單元的框圖；以及圖10-13是表示示例的信號成形技術的圖，提供本發明的各種示范實施例中使用的各種合適的相關信號。
附圖的詳細描述在如下描述中，為了解釋而非限制的目的，提出了特定的細節，例如特定的接口、電路、技術等，以便對本發明提供全面的了解。但是，對于本領域的技術人員顯然的是本發明可以在背離這些特定細節的其它實施例中實現。另一方面，熟知方法、器件、以及電路的詳細描述為了不以這些不必要的細節混淆本發明的描述而被略去。
圖1表示了本發明可以在其中應用的一種數字通信環境，即綜合業務數字網(ISDN)10的總體框圖。例如，建筑物12可以包括通過局域網鏈接到U-收發機20(通過未表示的S-收發機)的電話用戶(16和18)以及數字用戶(個人計算機14)。U-收發機20通過2-線“用戶環路”傳輸線22連接到提供數字交換和其它報文/呼叫處理業務的電話交換與業務網24中的另一個U-收發機26。U-收發機20和26的一個重要功能是從以波特率抽樣的輸入數字信號中精確而穩定地恢復定時信息，在兩個收發機之間實現符號同步。
僅為說明和描述的目的，下面對本發明的描述都是在這種使用U-收發機和2B1Q線路碼的ISDN網絡的環境中進行的。在ISDN中，使用2-二進制、1-四相(2B1Q)線路碼，它采用四種電平的脈沖幅度調制(PAM)的非冗余碼。要發送信息的每對二進制比特被轉換成四相符號(+3、-1、+1和+3)。例如，“00”被編碼為-3，“01”被編碼為-1，“10”被編碼為+3，“11”被編碼為+1。但是，正如本領域的技術人員所理解的，本發明可以應用于其它類型的數字通信網絡以及其它類型的線路碼/符號。
現在參考圖2，該圖說明了包括一個發射機和接收機的U-接口收發機30。同樣，盡管本發明結合U-接口收發機描述，以便結合ISDN數字通信網絡而使用，但是，本發明當然可以應用于其它高速數據環境，例如高比特率數字用戶線路(HDSL)等。要傳輸的二進制數據被加到擾碼器31中，將該數據編碼為偽隨機比特流，由成幀器32按照ISDN規范T1D1格式化為240比特或120(2B1Q)個符號的幀。成幀器插入9個符號的信令字用于在每個數據幀中的幀同步，剩下的111個符號留給加擾的數據。
成幀而且加擾的二進制信號提供給2B1Q編碼器，在那里通過串并轉換器將它們轉換成并行格式，產生00、01、10和11這樣的組合數字。編碼器中的數字-到-符號映射產生四個相應的符號電平-1、+1、-3和+3。數模轉換器(DAC)38將編碼的信號轉換成適于提供給混合電路44的電平，該混合電路連接到用戶環路45。發送濾波器40從數模轉換器38輸出的數字脈沖中去掉高頻，以減輕在用戶環路45上傳輸時可能會出現的串話和電磁干擾。
來自數字環路45的輸入信號在混合電路44中進行變換，并由接收機處理，接收機在一般水平上將它的接收機時鐘與發射機時鐘(未表示)同步，這樣所接收的信號可以按符號/波特傳輸率(即符號在環路遠端發射時的速率)抽樣。更特別的是，該接收機包括一個可去掉高頻的防混疊濾波器46。使用模數變換器(ADC)48將濾波的信號轉換成數字格式。使用來自定時恢復電路70的控制信號來調整依賴于接收機時鐘的模數轉換器48的抽樣速率。例如，AD轉換器48可以按80kHz的抽樣速率進行抽樣，雖然它有內置的較高頻率的時鐘，允許以較小的間隔、例如15.36MHz的周期進行相位調整。來自定時恢復電路70的控制信號通過將時鐘信號向前或向后階躍，調整波特率恢復時鐘的相位。
數字化的抽樣由接收機濾波器50濾波，其輸出提供給相加模塊52。接收機濾波器50通過抑制接收信號的“尾”來提高接收信號的信噪比。相加器52的另一個輸入是回波抵消器36的輸出。如上所述，發往用戶環路45的脈沖由于阻抗不匹配，在混合電路44的接收機一側上產生回波。不幸的是，很難將這些發送脈沖的回波從正接收的來自用戶環路45的脈沖中分離出來(例如，使用一個濾波器)。因此，回波抵消器36產生發送脈沖波形的復制并在相加器52中將它從接收脈沖中減去。回波抵消器基于接收符號和相加器66輸出的檢測符號之間的誤差信號ε來調整。這樣一種自適應回波抵消器一般都用橫向的、有限沖擊響應(FIR)濾波器來實現，其沖擊響應適配于回波通道的脈沖響應。誤差ε用于調整濾波器系數，以便將濾波器的響應“收斂”于通信信道的沖擊響應模型。
回波抵消的信號由自適應增益控制器54處理，將其幅度調整到2B1Q線路碼中的符號所規定的電平。一般來說，加到輸入信號的增益通過將輸入信號與固定幅度的門限相比較、并增加或降低該增益以便實現為符號-3、-1、+1和+3所標準化的幅度，從而進行該增益的適配。自適應增益控制器的輸出提供給前饋濾波器56，它在物理方面增強接收信號中脈沖的高頻，轉化成數字脈沖上升沿的陡度或斜率的增加。在功能方面，已知的數字通信系統將這個前饋濾波器56作為前沿濾波器，因為它的目的是抑制接收脈沖中的前沿部分。
在這方面，可參考圖3-5中所示的脈沖波形。圖3表示一種典型的、隔離的、發送脈沖在它通過傳輸通道失真之前的波形。圖4說明一種典型的、隔離的、接收脈沖在接收濾波器50中濾波和在相加器52中回波抵消之后的波形。該脈沖幅度相比圖3中的發送脈沖有很大程度的衰減而且整個脈沖寬度大大增加了。圖5表示前饋濾波器56濾波之后的脈沖，增加了接收脈沖上升沿的陡度/斜率。
在圖4中，脈沖的開始部分在它開始上升之前是平坦的，幅度為零。對該脈沖幅度抽樣以及處于或接近其峰值處測量其值的最佳時間是該脈沖開始從零幅度很陡地上升到峰值幅度之后的一個符號周期“T”，這樣可以避免前沿干擾。由于圖4中所示的開始的平坦部分，實際上很難及時地檢測脈沖開始很陡地上升的開始點，因此很難檢測一個符號周期應該開始測量的點。此外，對于具有很慢上升率的脈沖，如在長傳輸環路的情況下，如上所定義的抽樣時刻的脈沖幅度將比峰值幅度小得多，導致產生其它噪聲源帶來的SNR的惡化。
前饋/前沿濾波器在這方面的一個有利的副產品是它引入了前沿過零點。在圖5所示的示例波形中，該脈沖在前沿濾波之后有兩個容易檢測的過零點，大約相距抽樣間隔T。特別是過零點82定義了隨后的抽樣位置84(主沿(main cursor)抽樣位置)在過零點82之后一個抽樣周期T處。正如所看到的，主沿抽樣位置出現在脈沖波形86的峰值之前一點。但是，主沿抽樣相當接近脈沖峰值，足夠提供精確的脈沖幅度抽樣。
為了本描述的目的，術語“主沿”是指抽樣位置84處的脈沖高度或幅度。“前沿”是指主沿抽樣位置84前面的抽樣位置處的脈沖高度。因此，第二前沿對應于主沿抽樣位置84前的第二抽樣位置80處的脈沖高度。第一前沿對應于緊靠主沿抽樣位置84前面的第一抽樣位置82處的脈沖高度。
理想地，前沿過零點80和82之間的距離以及第一前沿過零點82與主沿抽樣位置84之間的距離應該相隔一個抽樣間隔T，例如在以波特率抽樣時，該抽樣間隔T對應于符號傳輸周期。實現(甚至是近似地)這樣的沿間隔(cursor spacing)，可以在前面和后繼的脈沖所引起的前沿符號間干擾(ISI)接近零的點進行抽樣。
為了去掉這種前沿ISI的影響，抽樣時刻必須對準前沿的過零點(每個抽樣間隔由與時間軸相交的星號表示)。但是，實際上，使用單個前饋/前沿濾波器很難針對網絡上的所有傳輸通道得到這種間隔。因此，不可能完全去掉前沿ISI。但是，當至少接近這個條件時，就可實現滿意的結果。正如下面進一步描述的，根據本發明的定時恢復算法使用這種殘留前沿ISI來調整接收機抽樣時鐘相位，在殘留前沿ISI所引起的均方誤差或近似均方誤差最小的點對主沿抽樣。該點對應于處于或者最接近脈沖峰值的最佳或近似最佳的抽樣時刻。當本發明以術語——殘留前沿ISI所引起的均方誤差——來描述時，本發明不僅限于殘留前沿ISI。其它接收信號或部分接收信號，例如，后沿(postcursor)ISI，都可用于計算定時函數。
再參考圖2，來自判決反饋均衡器(DFE)68的糾正信號在相加器58處從濾波的抽樣中減去，以在符號檢測器60中提供脈沖的均衡版本。由于用戶環路的信道特性以及信號處理的影響，單個符號脈沖的“尾”在主沿被抽樣之后持續很多個符號抽樣周期，并因此干擾后面的符號。這種由符號脈沖的拖尾引起的符號間干擾通過判決反饋均衡器68去掉。判決反饋均衡器以數字橫向濾波器的形式實現，并用與回波抵消器36很相同的方式調整。
檢測器60將接收信號的糾正脈沖轉換成符號邏輯電平。然后定時恢復電路70必須選擇正確的抽樣相位，以便檢測脈沖值。正如上面所提到的，合適的抽樣時刻由定時恢復電路70確定為前沿干擾引起的均方誤差達到最小值的時刻，這對應于最低的錯誤概率。此后，定時恢復單元70跟蹤接收信號相位中的變化以保證與發送信號的同步。
為此，在相加器66中基于檢測器輸入Di和檢測器輸出Do如下地產生一個誤差信號εεk＝D(K)i-D(k)o(1)用簡化的數學表達式，檢測器輸入Di可以用下式近似D(K)i＝h0ak+h-1ak+1+h-2ak+2(2)這里k是當前抽樣時刻，a是符號幅度值(對于2B1Q碼對應于±1和±3)，h0是主沿幅度，h-1是第一前沿幅度，而h-2是第二前沿幅度，都是在時間k處測量的。檢測器的輸出當然是±1和±3符號中所選的一個。第一項h0*ak對應于被檢測的信號主沿，因此實際上就是Do。后兩項對應于由帶將來的兩個符號ak+1和ak+2的第一和第二前沿引起的ISI重疊而產生的誤差。換句話說，第一和第二前沿項之和代表了前沿過零點沒有對應抽樣時間的程度(至少在我們的例子中所用的是第一和第二前沿)。當然，兩個前沿只是作為例子，本發明可以使用任意數目的前沿項來實現。
本發明的發明者因此認識到，上式(1)中的誤差項提供了可以很好地加以利用的、以便將抽樣時間調整到最佳或接近最佳值的信息。如果前沿ISI產生的誤差被推到零，h-1和h-2在過零點抽樣，如上所述，這就為在第一前沿過零點之后一個周期T處在脈沖峰值或最接近脈沖峰值的幅度處抽樣主沿值h0而建立了一個從第一前沿過零點開始的合適參考。如果第一和第二前沿值h-1和h-2不是零或不接近零，那么前沿就不是在過零點或接近過零點處抽樣，定時相位就需要調整，以便將誤差向零推近。如果第一和第二前沿值h-1和h-2不能同時為零(因為它們不是精確地相隔一個抽樣間隔T)，那么抽樣時刻應該調整到使誤差盡可能地接近零。
本發明的定時恢復函數不同于傳統的定時估計函數(例如上述Mueller等人的文章中所建議的那些)。那些定時函數一般都依賴于前沿和主沿而且不使用上述的誤差信號。特別是，基于Mueller等人的定時估計技術中沒有使用相關特性提取定時恢復信息。
基于了解到前沿值(即，h-1和h-2等)受抽樣相位選擇的影響很大(即，當抽樣時刻出現在過零點或接近過零點時，前沿具有零或相近的值)，將誤差項εk與一些“另外的”選擇信號(為了表示接收信號方便起見，標為fk)進行相關，以產生均方或近似均方誤差值。為什么使用均方誤差而不只是誤差εk的原因是因為從圖2中的框圖中回想，所發送的符號是被加擾的，這就意味著在上面的式(1)中，符號變量ak+1和ak+2是不相關的。正因為如此，誤差εk沒有提供有用的信息。但是，在理論上有用的定時信息至少可以從誤差的平方中得到，將結合圖6對此做出解釋。圖6用實線表示均方誤差(即，εk的自相關)。注意到水平軸上所畫的實線代表距最大值或峰值脈沖的距離，垂直軸上表示相對幅度。均方誤差得到了接近最大或峰值脈沖的最小值，因此它可用于檢測接收脈沖的最佳或近最佳抽樣時刻。
不幸的是，均方誤差項保持同樣的符號(即，它不會過零)，不管信號是在最佳抽樣時刻之前還是之后抽樣。換句話說，沒有從正到負或從負到正的過零點，就很難確定是超前還是滯后接收機抽樣時鐘相位。所需要的是在圖6所示的距離“0”處或附近有一個清晰的、容易檢測的過零點。
如果計算均方誤差項的導數(見圖6中的虛線)，就可以使用接近距離“0”的過零點，但是均方誤差函數的導數產生了多個過零點，除了一個以外都是“假”過零點。因此，在某些情況下，定時恢復算法可能“鎖定”在假抽樣時刻上并且可能使判決反饋均衡器不能收斂。
因此本發明不僅將誤差εk與其本身相關，也與另一個從接收信號導出或得到的信號相關，該接收的信號包括誤差項加上有關信號的附加信息，產生附加的互相關成分。附加的互相關成分可以用于從相關結果中去除假過零點。為了本發明的目的，“另一個信號”定義為與誤差εk相關時在最佳或接近最佳抽樣時刻產生單值過零點的信號，例如一個單一的過零點。這個另一個信號可以從包括未抵消的前沿的信號或從一些其它合適信號中得到。為了描述簡單而且不是限制性的，下面的另一個信號的例子是從前饋前沿濾波器中得到的，因此它是基于未抵消的前沿。
描述發明的第一個實施例，這里相關中所用的另一個信號被標為fkfk＝Uk+Uk-1(3)這里Uk從前饋濾波器56中在圖7所示點得到，Uk-1是Uk的延遲版本，如圖8所示。定時恢復相關函數如下定義Δθ＝E(fk*εk)(4)這里Δθ是定時調整量。圖9用實線畫出了這個相關函數，使用類似于圖6所用的軸。最好是實線在接近信號最大值的距離“0”處只有一個過零點。換句話說，沒有假過零點。因此，應該認真選擇另一個相關信號fk并進行測試，以保證定時相關函數產生單一過零點。
因此，本發明產生了一個定時恢復相關函數，使得當誤差減小到0時，抽樣周期處于最佳或接近最佳點。最佳或近最佳定時相位是使例如來源于未抵消的前沿符號間干擾的均方誤差最小的那個，它在當該誤差和另一個信號fk之間的相關為零或處于下面進一步解釋的“死區”內時可以近似地實現。相關函數過零點確定了所需抽樣定時時刻的穩定狀態位置。
在實現定時恢復相關函數的這個第一示范實施例中，定時恢復相關函數Δθ＝E(fk*εk)針對當前接收的脈沖進行計算并給接收機抽樣時鐘提供定時相位調整信號。最佳地(盡管不是必須地)，只有相關定時相位調整值Δθ的符號或方向用于糾正定時相位。例如，如果Δθ值是負的，時鐘就“落后”，定時恢復電路70產生一個“超前”信號，以便使提供給模數轉換器48和回波抵消器36的抽樣時鐘相位超前一個增量時間值。如果該值是正的，那么時鐘就“領先”，定時恢復電路70輸出一個“滯后”信號，將時鐘延遲一個增量時間值。如果計算出的定時相位調整值為零或小于死區門限，就從定時恢復電路70輸出一個“保持”信號，意味著時鐘此時不需調整。
由于用戶環路上的傳輸信道特性常常會很慢地改變，需要只以很小的階梯(上述的增量)調整接收機抽樣時鐘，而且只在一個特定方向上持續很多抽樣(即一個積分時間周期)檢測到相位相關之后才調整。例如，一個2000個抽樣時間周期是合適的。
用于定時恢復的相關函數，使由公式Δθ＝E(fk*εk)得到的均方誤差最小化，這具有很大好處。首先，互相關函數顯示只有一個過零點，藉此避免鎖定在一個不是最佳或近最佳抽樣時刻的抽樣時刻上的可能，或避免使系統鎖定在非受控的振蕩狀態的可能。第二個好處是，由于有單一過零點，定時恢復相關函數無條件地收斂到最佳或近最佳的抽樣時刻，不管最初的抽樣點如何。
現在將參考圖7、8和10進一步描述本發明，其中類似的參考號指的是圖2中類似的單元。自適應增益控制單元54的輸出，包括多個重疊的符號，該輸出在前饋濾波器56中處理。濾波器56中使用的延遲單元Z-1在當前抽樣時刻k提供信號Sk、Sk+1、Sk+2。信號Sk+2乘上前沿系數或“抽頭”pc2，信號Sk+1乘上前沿系數或“抽頭”pc1。盡管為了解釋的目的，所示的以及下面描述的都是兩抽頭、前饋濾波器(對應于抽頭pc1和pc2)，本領域的技術人員會認識到，如果需要的話，也可使用一個抽頭濾波器或兩個以上抽頭濾波器。
將兩個加權信號求和以提供信號Uk，然后與信號Sk求和，產生濾波的信號Xk，該信號看起來象圖5所示的典型的接收及濾波的信號。檢測器60的輸出k饋入判決反饋均衡器68中，提供符號間干擾的估計。符號間干擾在圖7所示的相加器58中去掉，使當前符號脈沖可以精確地由檢測器60檢測到。檢測器的輸出k也在相加器66中從檢測器的輸入中減去，以提供誤差信號εk去更新均衡器68的系數并提供給定時恢復模塊70。正如后面所描述的圖11中所示，將濾波器信號Uk提供給信號成形器90，以便根據上面提出的公式(3)提供另一個信號fk，即fk＝Uk+Uk-1。然后將被相關的信號fk提供給定時恢復模塊70，后者在誤差信號εk和另一個被相關的信號fk之間進行互相關。所產生的函數的輸入信號如下定義Uk＝Sk+1PC1+Sk+2PC2(5)由于前饋濾波器的輸出Xk等于Sk+Uk，可以很容易地看到信號Uk與符號Xk的第一和第二前沿非常有關聯。因此，當fk與εk相關時，只有兩個信號的前沿部分在穩定狀態中相關，即，近似地相符合。
圖9以框圖的形式表示定時恢復電路70的主要部分。來自前饋濾波器56的信號Uk由信號成形器90處理，實際上是提供信號的成形功能，即將Uk與其延遲版本Uk-1相加。圖11表示一個可選的符號模塊102，用于簡化相關計算。一個或兩個相關信號可以用它的符號值來近似，即+1或-1，使用較簡單的符號組合可以避免數據處理開銷較高的乘法。換句話說，關于這方面不管相關結果是(0.2)(-0.7)＝-0.14或(0.2)(-1.0)＝-0.2或甚至是(1.0)(-1.0)＝-1.0，只基于符號就可以做出超前或滯后抽樣時刻的正確判決(平均)。當至少定時恢復電路70的優選實現方案是由可編程的數字處理器來執行時，這個方法就特別有用。然后將信號fk和εk提供給相關器91，它們在此在乘法器92中相乘，然后在環路濾波器94中濾波。環路濾波器94例如在2000個抽樣的范圍內對相關結果進行平均(積分并轉儲)，該平均值用于調整定時。
例如，抽樣相位應該每2000個抽樣根據新值Δθk調整一次。環路濾波器的輸出提供給相位量化器96，后者分析環路濾波器的輸出，做出關于是否“超前”、“滯后”或“保持”定時恢復波特率時鐘的判決。相位量化器96可以對應于多電平的限幅器，后者具有一個正門限和一個負門限，它們之間的區域被稱為保持區或死區。根據它所接收信號的極性，量化器96輸出一個超前或滯后信號，移動所恢復的波特率時鐘相位，因此將抽樣時刻調整到最佳值。如上所述，一般可以使用上/下計數器形式的數字壓控振蕩器(VCO)。
現在參考圖10-13，說明了被相關的信號的例子。正如已經描述的，用于定時恢復的相關函數最小化(或至少接近最小化)遵循公式Δθ＝E(fk*εk)的均方誤差。問題是如何保證這樣的一個相關函數只有一個過零點。正如上面結合圖6的情況已經描述的，誤差的自相關，即εk2及其導數是不能算滿意的。本發明的發明者所采用的技巧是，根據任何線性系統中使用的疊加原則，選擇特定信號組合以形成最佳或近最佳的相關函數。下面進一步描述的定時函數，例如圖9中所說明的那個，可以看作是相關函數的線性組合。
一般來說，一旦采用了要進行相關的信號的特定組合，就可以執行計算相關函數的程序(例如使用MATLAB這樣的商用軟件來進行開發)，檢查是否得到了單一過零點。換句話說，要針對不同的信號組合(以某種方式包括誤差信號εk在內)，計算每個可能的相關函數，確定它是否滿足使均方誤差近似最小化并且只提供一個過零點的目的。例如，MATLAB程序用于產生圖6和8中的圖，其中圖8表示只有一個過零點的一個合適的相關函數。盡管特定的合適的相關信號不能預先知道，但是本發明的發明人已經確定被檢測的誤差信號εk包括有關前沿噪聲的信息。相關函數用于提取這種信息，然后將其用于定時恢復。
參見圖10，前面結合圖7提到過它，誤差信號εk與從前饋濾波器56得到的信號Uk產生的另一個相關信號fk進行相關。前饋濾波器信號Uk輸入到信號成形器90，在此與其本身延遲的版本Uk-1相加。因此，所得到的相關函數是E((Uk+Uk-1)εk)。如上所述，在一些數字處理操作中，可以通過簡單地采用加法器輸出的符號(+或-)作為相關信號fk，實現相關函數而無需乘法器。
數學上等效的信號組合在圖11中表示，當相關滿足上述目標時，該組合是延遲的信號Uk(即Uk-1)與誤差εk及其延遲版本εk-1之和的組合，它產生相關函數fk。因此得到的相關函數是Δθ＝E((εk+εk-1)Uk-1)。對于圖10，可以使用fk和Uk-1中一個或兩個的符號來簡化數據處理。
圖12表示第三個示例的相關函數，其中來自前饋濾波器56的延遲的未濾波信號Sk+1被輸入到信號成形器90。所產生的輸出信號fk與誤差信號εk相關。或者，由于信號Sk和Sk+1都容易得到，例如它們可以在加法器中組合以產生信號fk，用以與εk相關。因此得到的相關函數是Δθ＝E((Sk+Sk+1)εk)。另外，fk的符號(+或-)可以簡單地與誤差εk相關，或者與誤差的符號相關，以簡化數據處理操作。
圖13中所示的另一種信號組合是，當相關滿足上述目標時，未濾波的信號Sk與誤差εk及其延遲版本之和的組合，它產生相關函數fk。然后將要相關的信號fk與來自前饋濾波器56的信號Sk組合。因此得到的相關函數是Δθ＝E((εk+εk-1)Sk)。對于圖10，fk和Sk的相關，可以使用fk和Sk中一個或兩個的符號而得到足夠的近似，從而簡化數據處理操作。
這四個示例的定時相關函數中的每一個滿足上述目標，使得當均方誤差最小時，只得到單一的過零點，這可以通過使用MATLAB程序進行檢查來確認。當然，這三個定時恢復函數是簡單的例子，本發明并不限制于此。其它滿足上面表示的目標的各種信號組合也是合適的相關函數，可以根據本發明實現定時恢復。
本發明的一個更嚴格的數學表示如下。為了滿足上述明確闡明的要求，信號Uk-1和Uk之和與誤差εk相關。fk=Uk+Uk-1=Σi=-∞∞ak-i(hu,i+hu,i-1)+ηu,k---(6)]]>這里hu，i表示信道的部分沖擊響應函數，Uk-1簡單地為Uk的延遲版本，而且數據符號{ak}被認為是一個不相關的序列。誤差εk可以數學上表示為∈k=Σ-∞i=-1hiak-i+h0ak-d0a‾k+Σi=1∞hiak-i-Σi=1Ndia‾k-i+ηk]]>=Σ-∞i=-1hiak-i+Σi=0N(hiak-i-dia‾k-i)+Σi=N+1∞hiak-i+ηk]]>=Σ-∞i=-1hiak-i+Σi=0Nhi(ak-i-a‾k-i)+Σi=0NΔhia‾k-i+Σi=N+1∞hiak-i+ηk---(7)]]>這里N是均衡器68的抽頭數，i和k1是時間下標，di是均衡器68的估計系數，而ηk是時刻k的噪聲值。
在時間均衡器68中的相關計算以如下表達式收斂其結果，以糾正定時相位Δθk=rk,t+rk,g+rk,d+rk,e+rk,u+rk,η---(8)]]>這里rk,t=E(Σ-∞i=-1hifiak-i2)---(9)]]>rk,g=E(Σi=0Nhifi(ak-i-a‾k-i)ak-1)---(10)]]>rk，d＝E(Δhofoakak) (11)rk,e=E(Σi=1NΔhifiak-ia‾k-i)---(12)]]>rk,u=E(Σi=N-1∞hifiak-i2)---(13)]]>rk，η＝E(ηkηf，k) (14)這里hi表示判決時刻的抽樣沖擊響應函數。
第一項rk，t代表未抵消的前沿符號間干擾所帶來的貢獻。因此，它包括可以用于優化并跟蹤最佳或近最佳抽樣時刻的信息。由于rk，t是唯一的實際上依賴于穩定狀態條件下的抽樣相位的項，因此rk，t被稱為定時函數。
第二項rk，g代表不正確的先前判決帶來的貢獻。如果假設沒有判決錯誤，即處于穩態，那么該項就消失了。當定時恢復控制器70和均衡器68聯合操作時的傳輸的初始階段，這并不適用，因為均衡器的抽頭不能通過獨立的調整設定到最佳值。
第三和第四項rk，d和rk，e代表不良的信道均衡所帶來的貢獻。理想地，在收斂到正確的信道沖擊響應，di＝hi，之后，這兩項就會完全消失。實際上，這些項引起圍繞穩態的零-均值隨機波動。
第五項rk，u代表信道沖擊響應未均衡的部分。第六項rk，η代表加性白噪聲。第一、第五和第六項不依賴于均衡器68是否收斂。它們也不是時間的函數。
從上面給出的描述可以看出.在均衡器68收斂過程中|rk，t|＜|rk，g|，由于前饋濾波器56降低了脈沖前沿的幅度，使得(h-1≈0，h-2≈0….；h-m＝0，m≤M)。相反，rk，g包括抽樣的沖擊響應函數的最大值。
.如果正確調整判決門限(自動增益控制54)，rk，d不能忽略，因為d0＝h0。
.|rk，e|＜|rk，g|因為|Δhi|＜|hi|而且ak-ik-1具有等于零的均值。
.如果在均衡器68中提供抽頭的最大數，rk，u與rk，g相比可以忽略。
.外部噪聲電平被認為足夠低，以便允許收發機在誤比特率(BER)＜10-7下正確操作，因此，與rk，g和rk，t相比，rk，η可以忽略。
.rk，g在均衡器收斂過程中保持相同的符號，因為hi和fi具有相同或者相反的符號，而且因為a2k-i總是正的。因為除了很小值的hi和fi，對于所有的i，hi和fi都是單調的、不振蕩的，因此這總是保持成立的。另一方面，可能找到一些特定的抽樣時刻，使得對于i＝0，乘積h0f0沒有象脈沖拖尾的其余部分那樣具有相同的符號。
根據圖10所示的定時函數，當定時時刻超前時，定時函數是正的，當定時時刻滯后時是負的。rk，g項總是負的。此外，對應于傳輸的初始相位，當均衡器68尚未收斂時，二者之和總是負的，而且并不表現出過零點。這意味著如果沒有采用訓練序列，而且均衡器58和定時恢復控制器70同時開始操作，則定時相位的增加依賴于rk，t+rk，g。因此在發送過程中，定時相位連續地滯后。隨后，在均衡器收斂處以及rk，g項連續地減到零的點，Δθk收斂到rk，t。因此，均衡器發散或者系統不可預見地鎖定在錯誤的過零點上的可能很小。
當均衡器68達到零誤差狀態，即當它做出正確判決時，rk，g項最終會消失。假定rk，e項會通過平均而去掉，因為它的期望值是零。rk，u和rk，η可以忽略，因為它們相對很小。因此，來自式(7)的相位糾正Δθk主要依賴于定時函數rk，t。
在穩定狀態中，rk，e項不會消失，即使均衡器68正確地對通信信道建模之后也是如此。同樣在穩定狀態中，信道建模或識別中的誤差Δhi依賴于均衡濾波器系數的自適應更新Δhi＝μεk-1ak-i-1(15)這里μ是均衡器自適應常數，εk是外部噪聲源控制的隨機過程。在式(12)中插入式(14)，得到rk,e=μE(Σi=1N∈k-1ak-i-1fiak-i2)---(16)]]>如果假設εk是零均值的、非沖擊型隨機過程，方差為σ2k，則rk，e項可以認為是近似高斯噪聲源，其方差為V(rk,e)=μ2σ∈k-1ak-i-1V(ak2)Σi=1Nfi2---(17)]]>實際上，該項小得可以忽略，因為它依賴于μ2。
參見rk，d，即式(11)中Δθk表達式中的第三項，可以看出，可能對定時時刻的穩態位置的估計器引入一個偏置。實際上，當自動增益控制模塊為增益取得了不正確值之后，會引起信號電平和判決門限之間的永久偏差，Δh0≠0。rk，d將它轉換為Δθk估計的一個固定偏置。但是，這種現象可以通過自動增益控制模塊的正確設計來消除。
抽樣相位的改變立即導致了由rk，d和rk，e項描述的不期望的相關。只要相位增加很少而不致于引起不正確的判決，由于E(ak-k)＝0，因此rk，g項就不會對相關函數有所貢獻。rk，d和rk，e項不能忽略，但是由于穩態條件下經常發生的是相位增量很小，它們的影響也就減少了。
于是在穩態中，rk，g＝0，rk，d＝0而且rk，e＝0，而且相位糾正Δθk的表達式簡化為Δθk＝rk，t+rk，u+rk，η＝rk，t(18)rk，u和rk，η項可以認為是定時函數rk，t估計的偏置。rk，u項由未抵消的遠端信號尾以及要相關的信號fk的尾的矢量積所引起，并在定時恢復電路的操作過程中保持恒定的均值。rk，u項的幅度依賴于相關信號的組合。但是，對于實現BER＝10-7所需的高信噪比，遠端信號的尾必須幾乎完美地抵消，因此，這項的影響是可以忽略地小。
rk，η項依賴于外部噪聲電平。假設ηk和ηf，k具有高斯概率密度函數，可以表示為E(ηkηfk)＝σ2α(19)這里σ2是檢測器輸入處的噪聲方差，α是依賴于所選的前沿濾波器系數的常數。這項的貢獻也是可以忽略地小。
在上述假設下，Δθk幾乎完全依賴于rk，t。因此定時信息可以從誤差εk和一些如上所述精確選擇的信號之間相關系數的估計中提取。
在如上所述的實際實現方案中，使用了時間平均。rk，t的變化會引起圍繞最佳或近最佳抽樣時刻的振蕩，即抖動。為了避免不必要的相位糾正，實際抽樣時刻的糾正Δθk可以限制在比一些門限幅度大的rk，t值。利用rk，t值依賴于平均估計中的抽樣數這個事實，可以計算門限幅度。
本發明提供了一種實際而有效的方法，精確地跟蹤并調整發射機和接收機時鐘之間的相位漂移。定時信息以符號波特率提取，最佳或近最佳抽樣使用在或接近所需抽樣相位處過零的相關函數來實現。選擇以符號速率來互相關兩個信號的相關函數，使得它可以通過選擇抽樣時刻來最小化前沿干擾。定時恢復信息從相關函數的過零點中提供并用于確定脈沖抽樣時刻的最佳或近最佳位置。選擇要相關的信號，以避免錯誤的過零點。在上面揭示的一個實施例中，相關信號包括符號檢測誤差信號和一個來自前饋濾波器的信號。因此，本發明避免了以前的定時恢復算法中的缺陷，包括鎖定在錯誤的過零點、振蕩行為、以及易于出現偽現象等。
雖然本發明結合目前認為是最實際以及最優選的實施例進行描述，應該理解本發明不限制于所揭示的實施例，相反，其目的是包括各種處于所附的權利要求精神和范圍之內的修改以及等效裝置。
權利要求
1.一種數字通信系統中的定時恢復方法，用于在數字接收機中確定所需的抽樣時刻，包括在受控的抽樣時刻對接收信號抽樣；檢測對應于抽樣信號的符號值；確定抽樣信號和檢測符號之間的誤差；以及使用該誤差控制隨后的抽樣時刻。
2.權利要求1中的方法，其特征在于所述的控制步驟包括調整抽樣時刻以最小化誤差大小。
3.權利要求1中的方法，其特征在于該誤差包括接收信號未抵消的前沿符號間干擾。
4.權利要求1中的方法，其特征在于該控制步驟包括將該誤差與另一個信號相關，并且根據相關結果調整抽樣時刻。
5.權利要求4中的方法，其特征在于，該相關只產生一個過零點，所需的抽樣時刻從該點確定。
6.權利要求1中的方法，其特征在于該控制步驟包括將該誤差與另一個信號相關，并且基于相關結果是正或負值調整定時時刻，使得如果相關結果是正或負值中的一個就超前定時時刻，而且如果相關結果是正或負值中的另一個就滯后定時時刻。
7.一種數字通信系統中的定時恢復方法，用于在接收機中提取所需的抽樣時鐘信號的相位，包括在受控的定時時刻抽樣所接收的信號并將接收信號轉換成數字信號，并且從接收信號中確定定時恢復相關函數，提供從中確定所需的抽樣定時時刻的接收信號的單值過零點。
8.權利要求7中的方法，還包括處理接收信號，補償失真；從處理過的信號中檢測接收信號值；確定檢測值和處理信號之間的誤差，其中，定時恢復函數是第一和第二信號之間的相關，第一信號基于該誤差。
9.權利要求8中的方法，其特征在于，第一信號是該誤差，第二信號從接收信號中得到。
10.權利要求9中的方法，其特征在于，處理步驟包括在數字濾波器中將接收信號濾波，而且其中，第二信號從數字濾波器中得到。
11.權利要求10中的方法，其特征在于，第二信號是輸入到數字濾波器信號與一個或多個較早的濾波器輸入信號的加權組合。
12.權利要求10中的方法，其特征在于，第二信號是第一和第二較早的接收的濾波信號的組合。
13.權利要求8中的方法，其特征在于還包括在數字濾波器中對接收信號濾波，其中第一信號是該誤差和以前確定的誤差的組合，第二信號從數字濾波器中得到。
14.權利要求13中的方法，其特征在于，數字濾波器包括M個延遲級，第二信號是從第M延遲級輸出的、輸入到數字濾波器的較早的信號。
15.權利要求13中的方法，其特征在于，第二信號是輸入到數字濾波器的信號與一個或多個較早的濾波器輸入信號的加權組合的延遲版本。
16.權利要求8中的方法，其特征在于，通過第二信號的選擇使相關提供單值過零點。
17.權利要求8中的方法，其特征在于還包括將對于當前抽樣周期確定的第一信號與對于前一個抽樣周期確定的前一個第一信號相加；并且用第二信號乘上該和值。
18.權利要求8中的方法，還包括將對于當前抽樣周期確定的第二信號與對于前一個抽樣周期確定的前一個第二信號相加；并且用第一信號乘上該和值。
19.權利要求8中的方法，其特征在于還包括使相關的幅度最小化，以便得到最佳或近最佳的抽樣定時時刻。
20.權利要求8中的方法，其特征在于，相關的符號確定定時相位是否需要超前或滯后。
21.權利要求20中的方法，其特征在于，如果相關幅度沒有超過門限，就不調整定時相位。
22.權利要求8中的方法，其特征在于，處理步驟包括用數字濾波器對接收信號濾波，以抑制接收信號的前沿部分，該濾波包括(1)將接收信號乘以第一前沿系數，藉此產生第一乘積，以及(2)將已經在多個濾波器延遲級中的一個中延遲的較早的接收信號乘以第二前沿系數，藉此產生第二乘積，以及其中，第二信號是接收信號的第一和第二乘積與較早接收信號的第一和第二乘積的和。
23.權利要求7中的方法，還包括將定時恢復函數的結果在一個時間間隔內取平均；將平均的結果與一個門限相比較；并且分別產生超前信號或滯后信號以便初始化抽樣時刻的超前和滯后。
24.一種數字通信系統中的數據通信收發機，包括一個將編碼為多個符號之一的數字信息在通信信道上發送的發射機；一個接收機，包括一個模數轉換器，在可控的、預定的定時時刻對接收信號抽樣；一個檢測器，用于將接收信號的抽樣與一個門限相比較，并且基于該比較產生對應于每個抽樣的一個符號；以及一個定時恢復控制器，用于基于定時恢復相關函數的過零點確定最佳或近最佳的抽樣時刻，并且用所確定的最佳或近最佳抽樣時刻改變抽樣時刻的相位。
25.權利要求24中的數據通信收發機方法，其特征在于，定時恢復相關函數基于抽樣及其相應的檢測符號之間的誤差。
26.權利要求24中的數據通信收發機，其特征在于，定時恢復控制器將抽樣時刻調整為均方誤差處于或接近最小值的點。
27.權利要求26中的數據通信收發機，其特征在于，該誤差代表接收信號的未抵消的前沿符號間干擾。
28.權利要求26中的數據通信收發機，其特征在于，定時恢復控制器將該誤差與另一個信號相關，并根據相關結果調整抽樣時刻。
29.權利要求28中的數據通信收發機，其特征在于，在穩態條件下，相關結果只產生一個過零點，從該點確定最佳或近最佳抽樣時刻。
30.權利要求24中的數據通信收發機方法，其特征在于，該控制步驟包括將該誤差與另一個信號相關，并且根據相關結果是正或負值來調整定時時刻，使得如果相關結果是正或負值中的一個就超前定時時刻，而且如果相關結果是正或負值中的另一個就滯后定時時刻。
31.數字通信定時恢復設備，包括一個抽樣器，用于在受控的定時時刻對接收信號抽樣并將接收信號轉換為數字信號，以及一個定時恢復控制器，用于從接收信號中確定定時恢復函數，該函數提供從中確定所需的抽樣定時時刻的接收信號的單值過零點。
32.權利要求31中的設備方法，還包括用于處理接收信號以補償失真的處理電路；用于從處理過的信號中檢測接收信號值的檢測器；用于確定檢測值和處理信號之間的誤差的合成器，其中，定時恢復函數是第一和第二信號之間的相關，第一信號基于該誤差。
33.權利要求32中的設備，其特征在于，第一信號是該誤差，第二信號從接收信號中得到。
34.權利要求33的設備，其特征在于，還包括一個數字濾波器，用于將接收信號濾波，其中第二信號從數字濾波器中得到。
35.權利要求34中的設備，其特征在于，第二信號是輸入到數字濾波器的信號與一個或多個較早接收的數字信號的加權組合。
36.權利要求34中的設備，其特征在于，第二信號是從第一和第二較早濾波信號的組合中得到的。
37.權利要求34中的設備，其特征在于還包括一個數字濾波器，用于對接收信號濾波，其中第一信號是該誤差和以前確定的誤差的組合，第二信號從數字濾波器中得到。
38.權利要求32中的設備，其特征在于，數字濾波器包括M個延遲級，第二信號是從第M延遲級輸出的、輸入到數字濾波器的較早的信號。
39.權利要求32中的設備，其特征在于，通過第二信號的選擇使相關提供單值過零點。
40.權利要求32中的設備，還包括一個加法器，將對于當前抽樣周期確定的第一信號與對于前一個抽樣周期確定的前一個第一信號相加；以及一個乘法器，用第二信號乘上該和值。
41.權利要求32中的設備，還包括一個加法器，將對于當前抽樣周期確定的第二信號與對于前一個抽樣周期確定的前一個第二信號相加；并且一個乘法器，用第一信號乘上該和值。
42.權利要求32中的設備，其特征在于，定時恢復控制器使相關的幅度最小化，以便得到最佳或近最佳的抽樣定時時刻。
43.權利要求32中的設備，其特征在于，定時恢復控制器使用相關的符號確定定時相位是否需要超前或滯后。
44.權利要求43中的設備，其特征在于，如果相關幅度沒有超過門限，就不調整定時相位。
45.權利要求32中的設備，其特征在于，處理步驟包括以一個數字濾波器對接收信號進行濾波，從而抑制接收信號的前沿部分，其方法是通過(1)將接收信號乘以第一前沿系數，藉此產生第一乘積，以及(2)將已經在多個濾波器延遲級中的一個中延遲的較早的接收信號乘以第二前沿系數，藉此產生第二乘積，以及其中，第二信號是接收信號的第一和第二乘積與較早接收信號的第一和第二乘積的和。
46.權利要求31中的設備，其特征在于，定時恢復控制器將定時恢復函數的結果在一個時間間隔內取平均，將平均的結果與一個門限相比較，并且分別產生一個超前信號或滯后信號以便起動抽樣時刻的超前和滯后。
47.一種數字通信系統中的數據通信接收機，包括用于產生時鐘信號的裝置；用于響應時鐘信號在預定定時時刻對接收信號抽樣的裝置；用于從接收信號中確定一個函數的裝置，該函數在最佳或近最佳定時時刻提供一個單一過零點以便抽樣接收信號；以及用于根據該函數調整產生裝置的裝置。
48.權利要求47中的數據通信接收機，其特征在于，調整裝置調整抽樣裝置所使用的時鐘信號相位，使該函數的幅度最小化到零。
49.權利要求48中的數據通信接收機，其特征在于，該函數是前沿誤差信號與從接收信號中得到的信號之間的相關。
50.權利要求48中的數據通信接收機，還包括用于在預定定時時刻檢測接收信號值的裝置，其特征在于，該確定裝置包括用于計算輸入到檢測裝置的接收信號與檢測裝置輸出的檢測值之間誤差的裝置；以及用于將該誤差與接收信號的至少一個部分相關、藉此產生一個相關信號的裝置。
51.權利要求50中的數據通信接收機，其特征在于，調整裝置調整時鐘信號的相位，使該相關的幅度最小化到零而且接收信號在所需的定時時刻抽樣。
52.權利要求51中的數據通信接收機，其特征在于，該相關的符號確定是否超前或滯后時鐘信號的相位。
53.權利要求1中的方法，其特征在于，該控制步驟包括將該誤差的符號與另一個信號的符號相關，并且根據相關的符號調整抽樣時刻。
54.權利要求8中的方法，其特征在于，第一信號或第一信號的符號與第二信號或第二信號的符號被相關。
55.權利要求28中的數據通信收發機，其特征在于，定時恢復控制器將誤差的符號與另一個信號的符號相關。
56.權利要求32中的設備，其特征在于，相關是在第一信號或第一信號的符號與第二信號或第二信號的符號之間進行的。
57.權利要求34中的設備，其特征在于，第二信號是輸入到數字濾波器的信號與一個或多個較早的濾波器輸入信號的加權組合的延遲版本。
全文摘要
揭示了在接收機中恢復抽樣時鐘信號的定時相位和頻率的方法和設備,以便通過最小化未抵消的前沿符號間干擾帶來的均方誤差來確定所需的定時相位。對所檢測的符號誤差與從接收信號中得到的信號執行相關。這個相關函數提供了均方誤差達到最小值時刻的估計,此時可得到相關函數信號的單值確定的過零點。從這種單值確定的過零點,例如,只有一個過零點,就可以確定所需的抽樣定時時刻。
文檔編號H04L7/02GK1195440SQ9619671
公開日1998年10月7日 申請日期1996年7月11日 優先權日1995年7月13日
發明者C·索爾維, A·菲爾納 申請人:艾利森電話股份有限公司