專利名稱：用于射頻接收機的改進的采樣系統的制作方法
技術領域：
本發明涉及一種改進的射頻(rf)接收機系統，具體地說，涉及一種這樣的接收機系統，其中接收信號的采樣在中頻(IF)帶中進行。
為了更好地理解本發明解決的問題，請參看

圖1，其中示出了現有技術中常規的TV接收機的部分，其對于殘留邊帶(VSB)利用基帶采樣或正交幅值調制方式操作。這接收機使用同步檢測器和模擬導頻音恢復環，如圖1中方塊20所示。對于VSB信號，只需要一個信道(即I信道，包括混頻器21、濾波器28和ADC 29)，因而，只要求一個模數(即ADC 29)轉換器。不過，需要基本數量的電路用于進行同步檢測，這從圖1所示的塊20中可明顯看出。
在圖1中，接收的rf輸入信號9通過第一帶通濾波器(BPF 10)、放大器(AMP11)、混合AMP11的輸出和第一本地振蕩器(LO1)的輸出的混頻器(MX1)、第二帶通濾波器(BPF14)、混合BPF14的輸出和第二本地振蕩器(LO2)的輸出的第二混頻器(MX2)、第三帶通濾波器(BPF17)和IF放大器18傳遞，從而在放大器18的輸出端產生IF信號e1。在圖1中，IF輸出具有6MHz的帶寬中心頻率大約為44MHz。IF信號e1被送到混頻器21的一個輸入端，其另一個輸入端被供給第三本地振蕩器(LO3)的輸出。規定為同相(I)信號的混頻器21的輸出被送到抗混淆低通濾波器(AALPF)28的輸入端。然后，AALPF28的輸出被送到N位模數轉換器(ADC)29。ADC 29的輸出被送到基帶解調器片32的輸入端。此外，導頻低通濾波器(導頻LPF)24具有和混頻器21的I輸出相連的輸入和與限幅器25的輸入相連的輸出，限幅器25具有和混頻器26的輸入相連的輸出。
當使用正交幅值調制(QAM)方式并需要譯碼時，則出現另一個問題。因為QAM具有同相(I)輸入和正交(Q)基帶輸入，所以需要第二模擬信道和第二A/D轉換器用來譯碼輸入數據。這示于圖1中，其中信號e1被加于混頻器22的一個輸入端，其另一輸入端連接LO3的輸出，用來產生正交(Q)輸出信號。Q信號被送到抗混淆低通濾波器(AALPF)31的輸入端，其輸出被送到N位模數轉換器30的輸入端。ADC 29和30用來在基帶頻率范圍內采樣信號。ADC 29的基帶輸出IB和ADC 30的基帶輸出QB被送到定時恢復電路34的輸入端和位于解調器32內的AGC電路36的輸入端。
模擬導頻環包括在混頻器26中混合的來自混頻器22的Q輸出和來自限幅器25的I輸出，其輸出被加于導頻低通濾波器(LPF)27的輸入端。導頻LPF 27的輸出是一個模擬信號，它被加于第二本地振蕩電路(LO2)的輸入端并對其進行控制。現有技術電路的分析表明存在若干問題。
首先，在存在為產生I和Q函數所需的同步檢測器元件的復雜性的問題。
第二，由于混頻器和濾波器的元件容差，很可能使兩個模擬信道(混頻器21和AALPF 28；混頻器22和AALPF 31)對正在傳送的信號的幅值和相位具有不同的響應。這對性能的質量有不良影響。在標題為“Asymmetric Baseband Equalization”作者為Hikmet Sari和GeorgesKaram的文章中(IEEE Transactions on Communications，Vol.36，No.9，September，1988)提出過解決這一問題的辦法。但是，其中提出使用不對稱的結構，它要求的抽頭多達常規對稱均衡器的兩倍并要求兩部的自適應控制。
注意如圖1所示的現有技術中教導過進行基帶級的采樣(即AALPF28和31的輸出)。在基帶電平緩沖器中進行采樣是因為a.在調制器載波上正交不完善；b.在I和Q基帶模擬信道之間幅值不平衡；以及c.在I和Q基帶模擬信道之間相位不平衡。
因而，本發明的目的在于用一種較簡單的系統解決這些問題，該系統使用較少的元件并避免沿兩個不同通道傳送和產生I、Q信號而在信號中引入不同相位和不同幅值因素的問題。
使用本發明的系統包括用來控制高清晰度電視(HDTV)接收機的前端的調諧器和IF級的裝置，使接收機能夠運用殘留邊帶(VSB)和數字調制的正交幅值調制(QAM)方案。
在使用本發明的系統中，IF級的輸出被采樣，而在現有技術中一般是在基帶級中采樣。
使用本發明的系統不需要在現有技術中那樣多的同步檢測器電路。因而降低了電路的費用。此外，或許是更重要的，VSB和QAM信號沿著同一個模擬信道通過。因而沒有對進入的信號引入不同的延遲和不同的增益系數的兩個不同的通道。
在附圖中，相同的符號表示相同的元件。其中圖1是按照現有技術具有基帶采樣的高清晰度TV(HDTV)接收機的方塊圖；圖2是按照本發明的具有IF級采樣的HDTV接收機的部分方塊圖；圖3是與圖2的電路有關的波形圖；以及圖4是按照本發明的具有IF級采樣的另一種HDTV接收機的部分方塊圖。
圖2以方塊的形式表示使用本發明的系統。接收機的輸入部分類似于現有技術的輸入部分。即，包括范圍從50到800MHz信號的RF輸入9加到帶通濾波器10，其輸出“A”加到放大級11的輸入端，放大級11的增益由自動增益控制(AGC)電路40控制。放大器11的輸出和第一本地振蕩器LO1的輸出被加到第一混頻器MX1。混頻器MX1的輸出“B”加于920MHz帶通濾波器14的輸入端。剛剛說明的部分和圖1所示的現有技術電路相同。
在圖2中，帶通濾波器14的輸出“C”和第二本地振蕩器LO2的輸出加于第二混頻器MX2，在那里進行混頻。混頻器MX2的輸出“D”加于帶通濾波器16的輸入端。在圖2中，LO2的中心頻率為882、34MHz，帶通濾波器16設計的中心頻率為37.66MHz。對于選擇LO2的882.34MHz的中心頻率和選擇中心頻率為37.66MHz的帶通濾波器16的重要性討論如下。帶通濾波器16的輸出E被加于IF放大器18的輸入端，其增益被來自AGC電路40的一個或幾個信號控制。放大器18的輸出elm被加于轉換電路50的輸入端。信號E和elm處于中心頻率大約為37.66MHz的頻帶內，如圖3中由IF OUT表示的波形所示。
再參見圖2，elm被加到以每秒43.04兆次采樣(MSPS)操作的采樣與保持(S/H)電路51的輸入端。采樣和保持電路51例如可以是如Analog Device AD 9101的電路，或任何可利用的其它電路。S/H 51的輸出G具有如圖3由S/H OUT表示的頻譜。如圖3所示，中心頻率為37.66MHz的信號帶IF OUT被降頻轉換為5.38MHz的中心頻率，具有中心頻率為-5.38MHz的鏡象。信號的帶寬圍繞中心頻率擴展±2.69MHz。注意S/H輸出還包括中心頻率為37.66MHz的信號帶，具有中心頻率為48.42MHz的鏡象。S/H輸出也包括分別具有中心頻率為-37.66MHz和-48.42MHz的信號帶。還注意到，在圖3中可能具有由垂直箭頭表示的導頻音(PT)信號。
S/H 51的輸出(G)被送到抗混淆低通濾波器(AALPF)53，從而產生具有圖3中用AALPF OUT表示的頻譜的輸出(H)。濾波器53消除了具有5.38MHz中心頻率和具有-5.38MHz的中心頻率的鏡像的信號外面的所有信號。濾波器53的輸出(H)被加到N位模數轉換(ADC)電路52的輸入端，模數轉換電路52以21.52MSPS的轉換或采樣速率操作。ADC 52例如可以是10位的ADC，例如由SignalProcessing Technologies制造的SPT 7855或任何類似的可利用的電路。A/D轉換器52的輸出(P)具有圖3中以A/D OUT表示的波形所示的頻率響應。因為在A/D OUT中周期的重復不重疊，所以A/D轉換器的采樣處理沒有混疊。
S/H 51在43.04MHz的頻率下操作，即使信號帶寬僅為6MHz。因為S/H 51必須為具有處于34-40MHz之間的范圍內的頻率成分的信號被設計。這樣，當存在這種高的中心頻率(即37.66MHz)時，就不能簡單地使用以兩倍于6MHz信號帶的帶寬(12MHz)進行采樣的A/D轉換器。
這樣，雖然S/H 51以43.04MHz的采樣頻率采樣，但是如上所述，不需要43.04MHz的模數轉換頻率。S/H51用來通過采樣處理把IF中心頻率從37.66MHz轉換到5.38MHz。如圖3的S/H OUT波形中所示，轉換的S/H輸出信號(G)的帶寬將向上擴展到8.07MHz向下擴展到2.69MHz。這樣，21.52MHz的A/D采樣頻率(由在線80上提供的來自電路321的信號控制)將滿足奈魁斯特準則。
在圖2的電路中使用兩個采樣頻率。S/H51使用一個采樣頻率(43.04MHz)，A/D轉換器52使用另一個采樣頻率(21.52MHz)。因此，抗混淆低通濾波器(AALPF)53被插入在S/H51的輸出和ADC52的輸入之間。這確保A/D轉換器的采樣處理不經受10.76MHz的能量，從而滿足ADC 52的奈魁斯特準則。這樣，在圖2中，通過線90向S/H51提供43.04MHz的采樣時鐘，并向ADC 52通過線80提供21.52MHz的采樣時鐘。相反，在圖1的基帶方案中，需要兩個(2)ADC轉換器(29和30)，通過線85向ADC 29和30提供10.76MHz那樣低的采樣時鐘。
圖1和圖2的比較說明，圖1的同頻檢測器20已經有效地被采樣和保持電路51代替，并且圖2的系統對于VSB或QAM只要求一個N位A/D轉換器。
和圖1的現有技術有關的問題已經被消除了，并且不需要不對稱的均衡器。
因此，在使用本發明的系統中，電路的復雜性已被減少了，同時改善了性能。不過，應當注意，圖2的系統需要和圖1的解調器32不同的解調器320。通過比較圖1的解調器的前端和圖2的解調器的前端可以看出其差別。圖2的解調器320包括Hilbert濾波器328、定時恢復電路321、AGC電路322、解調器323、LO2調整電路325、加法器326和固定的載波解調表324。需要Hilbert濾波器，以便精確地產生為QAM方式產生的正交相關的信號I和Q。
來自ADC 52的N位輸出P被送到Hilbert濾波器328的輸入端。Hibert濾波器在本領域內是公知的，并被討論過，例如“Digital SignalProcessing”，A.Oppenheim and R.Schafer，Ch.7，Prentice Hall，1975；以及“Theory and Application of Digital Signal Processing”，L.Rabinerand B.Gold，pp.71-72，Prentice Hall，1975。
Hilbert濾波器328可以由標準的設計程序產生。ADC 52的輸出(P)被加到具有兩個輸出(h1，h2)的Hilbert濾波器328的輸入端，其中h1輸出代表濾波器輸出的實部分量，h2輸出代表濾波器輸出的正交分量，h2輸出用于QAM。對于VSB方式，h2可被設為零，借以除去任何的虛部信道。Hilbert濾波器的h1和h2輸出可被用于調節第二本地振蕩器LO2的頻率。如圖2所示，h1和h2被加于LO2調整電路325的輸入端，調整電路325具有通過線70向LO2提供的輸出z。輸出z信號的施加使得以例如60KHz的預定的量化步除去在所選的信道內的頻率偏移。
一般說來Hilbert濾波器的作用如下借助于通過線性相位對稱脈沖響應進行濾波而獲得一個輸出(例如h1)，而借助于通過線性相位反對稱脈沖響應進行濾波獲得另一個輸出(例如h2)。在本系統中，Hilbert濾波器作為實數輸入復數輸出的數字濾波器，旨在用于QAM調制，從而把接收到的信號分成實部和虛部。對于VSB方式，Hilbert濾波器只通過接收的信號的實部分量，因為調制是一維的。對于VSB方式接收機被編程，使得忽略h2虛部分量。這根據保持在主微處理器400中的描述VSB系統的配置數據來實現。雖然沒有詳細說明，但應當理解，響應加于主微處理器400的VSB控制信號401或加于微處理器400的QAM控制信號403，微處理器400控制所述功能的正確的操作。
LO2調整電路325還提供信號r1到加法電路326。信號r1代表在LO2已被調整為規定的60HHz的發送機頻率之內后，為除去殘留的頻率偏移所需的校正。在線r1上的信號代表加到固定載波角上的補角，以便完全對基帶解調Hilbert濾波器的輸出。固定載波角由固定載波解調器表電路324產生，電路324產生加于加法器(求和器)網絡326的輸出信號r2。加法器網絡326用來使r1和r2信號相加，并產生輸出信號S1和S2，它們是用于解調的合成角的正弦和余弦，所述解調以采樣頻率實現。
信號r1可以通過位于LO2調整電路325之內的鎖相環(PLL)電路產生。一般地說，這電路不能處理在LO2中預測的那樣多的偏移(大約1MHz)。因此，在操作這個環之前，偏移的主要部分通過信號乙除去。信號r2通過查表方法產生，詳述如下。
來自加法器326的兩個輸出S1，S2被送到解調器323，解調器323的其它的輸入是來自Hilbert濾波器328的h1和h2。對于VSB方式，只使用輸出h1，而把h2設為零。解調器323在其輸出端產生基帶信號I和Q，它們分別通過線62和61被連到定時恢復電路321和AGC電路322。
在線62和61上分別產生的I和Q信號是在圖1的現有技術系統中在ADC 29和30的輸出端產生的I、Q信號的數字等效信號。
按照本發明產生的I、Q信號具有如下優點1.對于每一種實現，在所有頻率上I、Q都精確地具有90度的相位差。而在現有技術中是近似90度的相位差，并且同樣設計的多個接收機之間的相位差不同。這是由于，按照本發明，I、Q信號通過數字Hilbert濾波器得到，而在現有技術中是通過模擬電路裝置得到的。
2.和圖1相比，I、Q信號具有精確地被控的幅值特性，而圖1中的分量允差會引起在多個實現之間的幅值改變的不一致。
定時恢復電路321處理作為輸入接收的I、Q信號，因為對于QAM發送的信號是使用發送的I、Q信號而產生的。在處理之后，定時恢復電路321產生時鐘信號，該時鐘信號被鎖定于發送機時鐘信號。
定時恢復電路321產生43.04MHz的采樣信號，通過線90供給S/H51，并產生21.52MHz的采樣信號，通過線80向ADC52提供。43.04MHz的時鐘可利用在塊321內部產生的控制輸入信號通過43.04MHz的電壓控制的晶體振蕩器產生。21.52MHz的時鐘信號可通過簡單的除以2的電路產生，對該電路輸入43.04MHz的時鐘信號。
AGC 322產生通過線75連接到AGC控制電路40的輸出信號“U”。信號U是數字信號，這和現有技術的模擬控制不同。數字信號U可被AGC電路40通過把表示該信號的位串行傳遞到例如多個D/A轉換器(MDAC)而利用，MDAC對于數字控制的AGC是一種標準元件。
在圖2的系統中，對于基帶系統，定時恢復電路321和AGC電路322位于數字妥調器323之后，基帶系統包括固定載波解調器查表電路324，〔對于VSB為n(2π/8)，對于QAM為n(2π/4)〕，以及用于校正LO2的任何頻率偏移的LO2調整電路325。對于VSB系統，LO2調整方案是數字導頻音跟蹤環。QAM系統也需要調整LO2，但是為這一目的可以不包括導頻音。QAM方案可以完全是數字式的。作為固定載波和由LO2調整電路產生的任何偏移之和的總角度在加法器326相加。對于VSB的LO2調整電路的設計可以采取和圖1所示的模擬環相類似的形式，其中包括塊24，25，26和27，也可以包括其它變化。QAM環可以不用導頻音的幫助被導出。
首先考慮VSB系統的操作，如圖3垂直箭頭所示的導頻音的跟蹤通過使用位于在解調器塊320中的LO2調整電路325內的數字相位跟蹤環被數字式地實現。LO2調整電路325輸出粗調整控制信號(乙)，通過線70供給LO2。即數字相位導頻音跟蹤環試圖除去在某一頻率范圍(例如60KHz)內的導頻上的頻率偏移。如果偏移大于60KHz，則跟蹤環通過控制線70使LO2以每步60KHz進行變化，直到偏移處于60KHz之內。粗調和細調(細調由提供給解調器323的信號r1和r2進行)可以被貯存在存儲電路中的信道變化電路(RAM)上，它位于隨后使用的主微處理器400的解調器塊上。這一特點利用現有技術的模擬鎖相環是不可能的。
下面討論該系統用于數字解調兩個不同載波的情況。一個載波用于VSB系統，另一個載波用于QAM系統。需要選擇對于兩種方案允許使用非常簡單的數字解調的中頻(IF)頻率。因為在這種應用中，QAM和SVB波特速率由系數2關聯(分別為5.38MHz和10.76MHz)，對于VSB和QAM，需要以21.52MHz的采樣速率采樣A/D轉換器52。為了滿足奈魁斯特準則，在采樣之前插入10.76MHz的抗混淆低通濾波器(AALPF)53。這意味著采樣和保持電路51必須從37.66MHz移動頻譜，如圖3的波形S/H OUT所示。
對于IF帶通濾波器16，中心頻率被選擇為37.66MHz，從而可以由固定的載波頻率通過非常簡單的角度實現數字解調。這種利用載波的解調具有e(-jwcnTs)的形式，其中WC等于2πfc，fc是載波頻率，n是整數，Ts等于1/fs，fs是采樣頻率，在此頻率下采樣ADC 52。
注意用來對基帶信號的采樣數據進行最后轉換的解調角是e(-jwcnTs)的函數，它等于CoswcnTs-jsinWcnTs，其中Wc＝2πfc，Ts＝1/fs。通過選擇fc等于kfc，其中K是有理數，解調角的表達式筒化為e(-j2π n/k)對于VSB，fc是2.69MHz，對于QAM，fc是5.38MHz。對于兩種系統，fs為21.52MHz。因此，對于QAM K的值等于4，對于VSB則等于8，從而使QAM的解調角是n(2π/4)的函數，對于VSB的解調角是n(2π/8)的函數。作為一個說明性的例子，對于QAM和VSB，解調角的值可以對于不同的n值計算如下對于QAMncos(2π/4)(n) sin(2π/4)(n)1 0 12-1 03 0-14 1 0對于VSBncos(2π/8)(n) Sin(2π/8)(n)1
2 90＝0 13
4 180＝1 05
6 270＝0 17
8 360＝1 0通過合適地擇選fc對fs的頻率關系，可以產生解調角，這可以通過查很小的表容易地實現。如上所示，QAM的情況下，可以通過對Sine表的第5行增加一個“1”把8個Sine和cosine的值合并為只有5個的不同值，并且注意到，通過對表內的Sine指針加工便可以從Sine表中產生cosine。這樣，對于Sine或cosine，QAM需要只有5個值的表，其值是0或±1。類似地，在VSB情況下，對于Sine或cosine，需要10個值的表，其值是0，±1或
。這些表可以存儲在ROM 300中，它位于固定載波解調器表324內，根據主微處理器400選擇的方式(VSB或QAM)進行訪問。注意如果選擇不同的IF頻率(不是37.66MHz)，則所需表的尺寸可以有顯著變化。
選擇S/H采樣頻率(fsA)為43.04MHz，使得A/D(fsB)采樣時鐘可以通過簡單地除以2從S/H時鐘中導出(21.52Hmz)。使用21.52MHz作為采樣時鐘是有利的，因為對于VSB和QAM所需的系統的符號速率分別為10.76MHz和5.38MHz。不僅通過用4或8除以43.04MHz可以容易地用這種方法產生符號時鐘速率，而且用2進行抽樣也是簡單的。這就是說，對于VSB或QAM，由其它接收機功能(function)所需的任何符號速率處理必須分別用2或4對采樣數據流抽樣。利用所選擇的采樣速率和符號速率，意味著對于在所需的符號速率輸入下處理時，對于VSB而言，簡單地丟棄兩個采樣中的一個，對QAM而言，則簡單地丟棄每4個采樣中的3個。如果選擇一個是符號速率的有理比(rational ratio)的〔即(n/m)(21.52)〕不同的采樣速率，則在符號速率處理的輸入端需要更復雜的內插/抽樣處理。按照本發明的采樣/符號比，可以避免復雜的內插/抽樣處理。
應當理解，通過改變S/H采樣速率，本發明可以用于任何的IF頻率。例如，假定需要使用標準的44MHz IF濾波器代替37.66MHz濾波器16。這時S/H必須以49.38MHz的采樣頻率操作(即在IF濾波器16的中心頻率上加上5.38MHz)。其結果應當給出和圖3所示的在S/H輸出端的相似的頻譜。此時AALPF輸出可以在21.52MHz速率下采樣。不過，此時的缺點在于，21.52和49.38不能通過一個簡單的比如對于43.04和21.52所設定的2∶1關聯起來。使用這樣一個比率將增加時鐘發生電路的復雜性。此外，這樣的比也增加采樣時鐘的不穩定性。
因而，在使用本發明的系統中，最好(雖然并非必須)把IF濾波器16的中心頻率設定為37.66MHz。這種濾波器不是標準的。但是，現有的技術允許以聲表面波(SAW)濾波器的方法設計這種濾波器。
此外，例如如果在同一電視機內模擬的NTSC TV和數字HDTV同時存在，可不必以43.04MHz采樣S/H，這是因為在模擬的NTSC TV信號中當前使用的44MHz IF頻率會受到預期的干擾。如果不希望改變模擬的NTSC IF頻率使其適合于數字IF頻率37.66MHz，則可以采用75.334MHz電壓控制的石英晶體振蕩器，當被2除之后，則產生37.66MHz的S/H采樣速率。這一頻率(75.334MHz)不再和模擬的NTSC IF頻率范圍相符。此外，對于數字HDTV，如果不使用37.66MHz的IF頻率，則必須改變為32.39MHz，以便得到圖3中的AALPF頻譜。此時，產生21.52MHz的采樣時鐘需要一個2/7倍的乘法器乘以主石英振蕩器頻率(即75.334MHz)。這比對于43.04MHz的采樣和保持速率簡單地除以Z要更復雜，并可引起采樣時鐘較大的不穩定性。
在圖2的系統中，AGC控制40由模擬的IF電路和數字AGC塊322的組合得到，塊322位于A/D轉換器52的后面。IF電路作為AGC的補充，因為如果沒有IF AGC控制，則A/D轉換器52會出現飽和而引起問題。使用這種方法和完全使用數字AGC方法相比，再需要一個AGC而引起的延遲是較短的。
如圖4所示，使用本發明的系統對于電路50可以使用另一種方案。這就是使用43.04MHz的A/D轉換器，它具有本身的以43.04MHz操作的內部采樣和保持電路以及數字轉換。例如，在圖4中的轉換器電路501將代替圖2中的轉換器電路50。在圖4中，在N位的ADC 521的輸入端(H)連接放大器18的輸出，用來接收IF信號elm，并把其N位的輸出(P)送到Hibert濾波器328的輸入端。注意這種結構不需要圖2中的AALPF或外部S/H，也不需要圖1中的AALPF 28、31。這是因為圖4只有一個采樣處理，而圖2中有兩個。不過，圖4的ADC 521必須能夠以圖2中的ADC 52的頻率的兩倍操作。定時恢復電路321向ADC 521提供43.04MHz的同步采樣信號。
由ADC 521采樣的IF信號elm是圖3所示的6MHz帶寬的IFOUT信號，其中心頻率為37.66MHz，向上擴展+3MHz達到40.66MHz，向下減3MHz成為34.66MHz。
通過以43.04MHz的頻率采樣IF信號，便產生一個信號帶，它的中心頻率為-5.38MHz，在-8.07MHz和-2.69MHz之間擴展。本申請人認為“負”的IF頻率分量產生一個鏡像，它處于2.69MHz和8.07MHz之間，中心頻率為5.38MHz。此外，利用43.04MHz采樣形成其它的重復，如圖3中波形S/H OUT所示。再參見圖2，因為第一采樣頻率為43.04MHz，第二采樣為21.52MHz，所以必須借助于AALPF 53除去在10.76MHz以外的模擬能量。與此相反，在圖4的系統中，只在43.04MHz下進行采樣，因為在S/H OUT的混疊不明顯，所以不需要AALPF。這樣，對于圖4的結構，因為只有一個采樣處理，所以由S/H OUT表示的頻譜實際上是A/D轉換器的輸出的頻譜。此外，因為沒有大約1/2采樣頻率的重疊〔1/2(43.04＝21.52MHz)，所以沒有顯著的混疊。
本申請人還發現，為了滿足奈魁斯特準則并產生圖3中波形S/H OUT所示類型的所需的帶寬信號，ADC 521不必以兩倍于40.66MHz的最高頻率采樣。
重要的是注意到在使用本發明的系統和電路中，被采樣的是IF信號，這樣，只需要第一第二本地振蕩器和兩個混頻器來把IF輸入信號降頻轉換為中頻帶，然后對此IF帶采樣，以便解調有關的I、Q信號。重要的還在于，注意到I、Q信號通過同一電路產生，從而使I、Q信號的相位和幅值不受沿不同通路的不同分量值的影響。
權利要求
1.一種射頻(rf)接收機，包括適用于用來接收許多不同的數字調制的rf輸入信號中的一個或幾個信號的輸入端子；具有輸入端和輸出端的轉換裝置；把所述轉換裝置的輸入端連接到所述輸入端子的裝置，用于降頻轉換rf輸入信號并在所述轉換裝置的輸出端產生中頻(IF)信號；以及采樣裝置，具有以所述轉換裝置的輸出端的輸入端用來數字采樣中頻信號，并具有用來響應rf輸入信號產生基帶信號的輸出端。
2.如權利要求1所述的射頻(rf)接收機，其中所述的輸入端子適用于接收許多不同的數字調制的輸入信號中的一個或幾個信號，其中包括正交幅值調制(QAM)的和殘留邊帶(VSB)rf輸入信號；以及其中所述的采樣裝置包括用來響應QAM rf輸入信號在其輸出端產生同相(I)基帶信號和正交(Q)基帶信號，并響應VSB rf輸入信號產生同相(I)基帶信號的裝置。
3.如權利要求1所述的射頻(rf)接收機，其中所述的接收裝置包括第一混頻器和第二混頻器，每個混頻器具有一個輸入端和一個輸出端；第一本地振蕩器(LO1)和第二本地振蕩器(LO2)，每個本地振蕩器具有一個輸出端，用來產生頻率信號；用來把LO1的輸出和rf輸入信號連接到第一混頻器的輸入端的裝置；用來把第一混頻器的輸出連接到具有第一中心頻率(fc1)和帶寬為Bhz的第一帶通濾波器(BPF1)的輸入端，從而在BPF1的輸出端產生中心頻率為fc1帶寬為Bhz的第一輸出信號(fo1)的裝置；用來把BPF1的輸出和第二本地振蕩器的輸出連接到第二混頻器的輸入以便降頻變換rf信號的裝置；以及用來把第二混頻器的輸出連接到第二帶通濾波器(BPF2)的輸入的裝置；所述BPF2只有第二中心頻率(fc2)和帶寬Bhz，并且BPF2具有用來限定第一轉換裝置的輸出的輸出端，在此輸出端產生中頻信號，其中心頻率等于fc2，其帶寬等于Bhz。
4.如權利要求1所述的射頻(rf)接收機，其中的采樣裝置包括具有輸入端、輸出端和時鐘輸入端的采樣與保持電路(S/H)；具有輸入端和輸出端的低通濾波器；以及具有輸入端、輸出端和時鐘輸入端的模數轉換器(ADC)；把S/H的輸入連接到轉換裝置的輸出，并把S/H的輸出連到低通濾波器的輸入的裝置；把低通濾波器的輸出連接到ADC的輸入的裝置；以及用來向S/H的時鐘輸入端提供具有頻率為f3的采樣信號并用來向ADC的時鐘輸入端提供頻率為f4的裝置，其中f3是f4的一個有理數的倍數。
5.如權利要求4所述的射頻(rf)接收機，其中頻率f3是頻率f4的2倍(即f3＝2f4)。
6.如權利要求1所述的射頻(rf)接收機，其中所述的采樣裝置包括唯一的一個單獨的模數轉換器(ADC)，它具有連接到所述第一轉換裝置的輸出和輸入端，用來數字采樣所述IF信號并產生基帶信號。
7.如權利要求1所述的射頻(rf)接收機，其中的采樣裝置包括模數轉換器(ADC)，它具有信號輸入端口，信號輸出端口和用來施加采樣信號的時鐘輸入端；以及其中的ADC的信號輸入端口被連接到轉換裝置的輸出端，ADC的信號輸出端口被連接到信號解調器電路。
8.如權利要求2所述的射頻(rf)接收機，其中所述轉換裝置包括第一混頻器和第二混頻器，每個混頻器具有輸入端和輸出端，第一本地振蕩器(LO1)和第二本地振蕩器(LO2)，每個本地振蕩器具有用來產生一個頻率信號的輸出端；把LO1的輸出和rf輸入信號連接到第一混頻器的輸入端的裝置；把第一混頻器的輸出連接到具有第一中心頻率(fc(1)和帶寬Bhz的第一帶通濾波器(BPF1)的輸入端，用來在BPF1的輸出端產生具有第一中心頻率fc1和帶寬Bhz的第一輸出信號(fo1)的裝置；把BPF1的輸出和LO2的輸出連接到第二混頻器的輸入端，用來降頻變換rf信號的裝置；以及把第二混頻器的輸出連接到第二帶通濾波器(BPF2)的輸入的裝置；所述BPF2具有第二中心頻率(fc2)和帶寬Bhz，并且具有限定第一轉換裝置的輸出的輸出端，用來在其上產生中頻信號，其中心頻率為fc2，其帶寬為Bhz。
9.如權利要求8所述的射頻(rf)接收機，其中的采樣裝置包括具有輸入端、輸出端和時鐘輸入端的采樣與保持電路(S/H)；具有輸入端和輸出端的低通濾波器；以及具有輸入端、輸出端和時鐘輸入端的模數轉換器(ADC)；把S/H的輸入連接到第一轉換裝置的輸出并把S/H的輸出連接到低通濾波器的輸入的裝置；把低通濾波器的輸出連接到ADC的輸入的裝置；以及向S/H的時鐘輸入提供具有頻率f3的采樣信號并向ADC的時鐘輸入提供具有頻率f4的采樣信號的裝置；并且其中f3是f4的有理倍數。
10.如權利要求9所述的射頻(rf)接收機，其中接收機，其中頻率f3是頻率f4的兩倍(即f3＝2f4)。
11.如權利要求9所述的射頻接收機，其中第一帶通濾波器的中心頻率減去和第二混頻器相連的第二本地振蕩器的輸出端的信號頻率等于第二帶通濾波器的中心頻率。
12.如權利要求1所述的射頻接收機，其中加于S/H電路的采樣信號頻率等于或大于中心頻率f2加上頻fA的和，其中fA等于QAM信號的帶寬的一半或者等于VSB信號帶寬的一半。
13.如權利要求12所述的射頻接收機，其中ADC的輸出被連到一個Hilbert濾波器的輸入端，用來在Hilbert濾波器的輸出端產生采樣信號的實部和虛部。
14.如權利要求13所述的射頻接收機，其中Hilbert濾波器的輸出被加到解調器上，用來響應QAM輸入信號產生I、Q基帶信號，并響應VSB rf輸入信號產生I基帶信號。
15.如權利要求14所述的射頻接收機，其中的解調器包括用來數字解調載波信號并在解調器的輸出端完成把接收信號轉換為基帶的裝置。
16.如權利要求15所述的射頻接收機，其中BPF2的中心頻率被這樣選擇，使得加于S/H電路的采樣頻率等于或大于fc2加上頻率fA的和；其中fA是QAM信號帶寬的一半或是VSB信號帶寬的一半。
17.如權利要求13所述的射頻接收機，其中還包括用來調整第二本地振蕩器的頻率的裝置；所述用于調整的裝置包括本地振蕩器調整電路，它具有連接于Hihbert濾波器的輸出的輸出端和連接于第二本地振蕩器的一個輸出端，用于調整其頻率。
18.如權利要求9所述的射頻接收機，其中所述采樣裝置包括唯一的一個單獨的模數轉換器(ADC)，被連接于BPF2的輸出，用來以接近fs的頻率采樣所述的IF信號，其中fs等于第二帶通濾波器的中心頻率(fc2)加上頻率fA的和，其中fA是QAM信號帶寬的一半或者是VSB信號帶寬的一半。
19.如權利要求9所述的射頻接收機，其中的采樣裝置包括具有輸入端口、輸出端口和時鐘輸入端的模數轉換器(ADC)，在其時鐘輸入端上施加采樣信號；其中ADC的信號輸入端口連接到BPF2的輸出端，ADC的信號輸出端口連接到解調器電路；以及其中的采樣裝置包括向ADC的時鐘輸入端提供采樣信號的裝置，所述采樣信號的頻率等于或大于第二帶通濾波器的中心頻率(fc2)加上QAM信號的一半帶寬或加上VSB信號的一半帶寬的和。
20.如權利要求9所述的射頻接收機，其中所述采樣裝置包括模數轉換器(ADC)，它具有連接到BPF2的輸出的信號輸入端，信號輸出端和時鐘輸入端，其中的采樣信號被加到時鐘輸入端，以便在該輸入端以大于BPF2的中心頻率(fc2)加上B/2Hz的頻率之和的頻率(fs)采樣所述信號。
21.如權利要求20所述的射頻接收機，其中ADC的輸出端被連接到Hilbert濾波器，用以在第一輸出端產生代表信號實部的第一信號，并在其第二輸出端產生代表信號的虛部的第二信號。
22.一種射頻(rf)接收機，包括適合于接收許多不同的數字調制的rf輸入信號中的一個或幾個信號的輸入端子，所述輸入信號包括正交幅值調制(QAM)和殘留邊帶(VSB)rf輸入信號；具有輸入和輸出端的第一轉換器裝置，所述第一轉換器裝置的輸入端被連接到所述輸入端子上，并且所述第一轉換器裝置用來降頻轉換rf信號并在其輸出端產生中頻信號；以及具有輸入和輸出端的第二轉換的裝置，它的輸入端被連接到第一轉換器裝置的輸出端；所述第二轉換器裝置用來數字采樣中頻信號并響應所述中頻信號在其輸出端產生同相(I)基帶信號，響應QAM rf信號產生正交(Q)基帶信號，響應VSB rf信號產生同相(I)基帶信號。
23.一種射頻(rf)接收機，包括適合用于接收許多不同地調制的rf輸入信號中的一個或幾個信號的輸入端子，所述輸入信號包括正交幅值調制(QAM)和殘留邊帶(VSB)rf輸入信號；具有連接于所述輸入端子的一個輸入端的第一轉換裝置，用來降頻轉換所述rf輸入信號，并具有一個輸出端，用來在其上產生中頻信號；以及具有連接于第一轉換裝置的輸出的一個輸入端的第二轉換裝置，所述第二轉換裝置包括采樣裝置和解調裝置，用來數字采樣中頻信號并用于相應于接收的特定的rf輸入信號產生基帶信號。
24.一種適用于接收許多不同地調制的rf輸入信號中的一個或幾個信號的射頻(rf)接收機，所述輸入信號包括正交幅值調制的(QAM)和殘留邊帶(VSB)輸入信號，所述接收機包括第一混頻器，具有一個輸入裝置，對其提供rf輸入信號和第一本地振蕩器的輸出，其中第一混頻器具有一個輸出端，對其施加第一帶通濾波器(BPF1)的輸入，所述BPF1具有第一中心頻率(Fc1)和帶寬Bhz，用來在BPF1的輸出端產生第一輸出信號(Fo1)，它具有第一中心頻率fc1和帶寬Bhz；用來降頻轉換rf信號的第二混頻器，它具有輸入裝置，BPF1的輸出和第二本地振蕩器的輸出連接于所述輸入裝置，第二混頻器具有連接到第二帶通濾波器(BPF2)的輸入的輸出端，所述BPF2具有第二中心頻率(fc2)和帶寬Bhz；BPF2具有用來產生中頻信號的輸出端，中頻信號的中心頻率等于fc2，帶寬等于Bhz；包括采樣裝置和解調裝置的轉換器裝置，用來以采樣頻率(fs)采樣中頻信號，并相應于接收的特定rf輸入信號產生具有中心頻率fc3的基帶信號；以及其中fc3和fc2彼此有一有理倍數。
25.如權利要求24所述的射頻接收機，其中所述的解調裝置包括一個被查的表，其中包括響應QAM rf輸入信號用來產生同相(I)和正交(Q)基帶信號以及響應VSB rf輸入信號用來產生同相基帶信號的解調角的值。
全文摘要
一種射頻接收機，接收各種數字調制rf輸入信號，如正交幅值調制QAM和殘留邊帶VSB信號，其中包括把rf輸入信號變換成中頻IF的電路，中頻范圍具有中心頻率fc2和帶寬BHz，以及用于采樣IF信號并產生相應基帶信號的轉換電路。在實施例中，中頻信號加到采樣和保持電路，以頻率fs采樣，其輸出通過低通接到模數轉換器，轉換器輸出加到Hilbert濾波器進行解調并產生基帶信號。產生同相I和正交Q信號，其相位和幅值不是傳輸通路及各分量的函數，現有技術則不然。
文檔編號H04B1/06GK1163514SQ96112449
公開日1997年10月29日 申請日期1996年10月17日 優先權日1996年10月17日
發明者羅伯特·L·庫伯 申請人:帕拉德尼有限公司