專利名稱：減少量化噪聲的方法和裝置的制作方法
技術領域：
本發明涉及數字信號處理，具體涉及在數字信號處理應用中減少量化噪聲的方法和裝置。
數字信號處理逐漸發展成為在很多信號處理應用中的優選實施。改進的、較高速的和較低造價的數字信號處理器(DSP)和其它的數字電路單元都伴隨一些增加靈活性和精確性的數字電路相繼出現，正推動著大量信號處理應用從模擬論壇轉移到數字論壇。雖然數字信號處理提供上面提到的一些優點和其它優點，但也并非無缺點。例如，在一些應用特別是在射頻(RF)通信領域中，本身就是模擬的。對于RF應用的信號處理，經常要求把模擬信號例如RF信號或中頻(IF)信號轉換成為數字信號，同樣，也要求把數字信號轉換成為模擬信號。
在很多數字處理應用(包括那些在寬帶數字收發信機中已完成的)中，信號的精確度必須從高的精確度等級轉換到較低的精確度等級。例如，一個表示為32個信息的信號須降低成表示為16個比特信息的信號，這是由于某些數字處理單元例如數/模轉換器(DAC)的容量限制造成的。然而，這種轉換會丟失信息。可以理解在上述的例子中在給定數據速率的情況下32比特能夠表示比16比特時多的信息。這種信息丟失的結果表現為量化噪聲。
參照

圖1，圖中示出用以說明量化噪聲影響的一個典型例子。在圖示的應用中，一個給定頻率的16比特的數字信號X由數/模轉換器(DAC)10轉換成為模擬信號。然而，DAC10僅是一個12比特的DAC裝置。為此，信號X須先被轉換成為一個12比特的信號。一個典型的解決方案是使用硬量化器12，它舍尾信號X的最低有效位(LSB)，在這個實例中是4個LSB，以產生一個12比特的信號Y。在這個應用中噪聲相對于載波信號以分貝(dB)為單位用下式表示噪聲(dB)＝20log2-n式中n是DAC的比特數。于是，12比特的DAC的噪聲電平是(-72)dB；13比特的DAC的噪聲電平是(-78)dB，依次類推。噪聲通常分布在整個奈奎斯特帶寬上，每赫茲的噪聲功率可以忽略。然而，噪聲通常是以預先考慮的頻率例如該信號的二次和三次諧波出現的，這就是重要的問題。
為了解決在一些特定頻率上靜噪的問題，業已建議在信號中引入的偽隨機噪聲，這通常稱作“高頻振動”。很多高頻振動技術已在美國專利4,901,265、4,951,237、5,073,869、5,228,054和5,291,428中講述了。高頻振動的主要缺點是要求必須提供偽隨機噪聲發生器電路，而該電路通常很復雜，從而導致應用實施精細和昂貴。
據此，現在需要一種減少量化噪聲且不明顯增加數字信號處理電路費用和復雜性的方法和裝置。
圖1示出一種先有技術的16比特/12比特量化電路的方框圖；圖2示出根據本發明優選實施例的一種量化電路的方框圖；圖3示出圖2所示的量化電路中使用的一種濾波器的轉移功能表示；圖4示出量化噪聲時基于舍尾而不基于本發明的頻譜圖；圖5示出說明圖2所示的量化電路性能的頻譜圖。
按照本發明，在量化電路的輸入端要提供一反饋信號以減少量化噪聲。這個反饋信號是作為N比特信號的一個樣值與M比特已量化信號的一個同時發生的樣值之間的濾波差值而產生的，這里，M＜N。在量化之前，從輸入信號減去這個反饋信號，從而將帶外噪聲引入輸入信號，以減少已量化信號的帶內噪聲。
參照圖2，圖中示出了根據本發明的一種N比特/M比特量化電路200，這里M＜N。一個N比特信號X耦合到加法器202，在這里減掉N比特的反饋信號W。然后，將所得到的信號X’在N比特鎖存器204中取樣，并伴隨地在M比特硬量化器206中量化。硬量化器舍尾信號X’的N-M個LSB，實際上是將M到N的LSB設置為0值。一個N比特誤差信號E在加法器208中產生以作為鎖存器204內含的信號X’的N比特樣值中M個最高有效位(MSB)與硬量化器206內含的M比特已量化樣值之間的差值。信號X’的N比特樣值的LSB通過不變。誤差信號E通過濾波器(IIR LPF)210濾波，生成N比特反饋信號W。不過，可以理解，根據特殊應用的需要，信號X’的任意M比特可以保留在硬量化器206中。
圖2還示出了一個12比特DAC212，用以將硬量化器的輸出信號Y轉換成為模擬信號。然而，可以理解，本發明可用于苛求避免引入量化噪聲的從高精度信息信號轉換成為低精度信息信號的任何數字信號處理應用中。
濾波器210應選擇得只讓誤差信號E的相對于輸入信號X是帶外的成分通過。在優選實施例中，濾波器210是一個低通濾波器，它基本上保持了由反饋信號W引入信號X’的低頻噪聲成分，它遠離了感興趣的有用頻帶，這在圖4和圖5中示明了。從圖4可以看出，在不采用本發明的情況下，以頻率fs的寄生噪聲分量具有顯著的能量，呈現在頻率fx感興趣的有用信號周圍。從圖5可以看出，雖然存在濾波器210截止頻率ffco之下明顯的能量數量，但只有低電平的噪聲基本上均勻地分布在頻率fx的感興趣的有用信號的周圍。與不采用本發明的12比特量化器所期望的典型值(-72)dB相比，在本發明的測試中，以頻率fx為中心可觀察到噪聲底限為(-93)dB。這些數據是參考DAC212的模擬信號輸出而產生的。
量化電路200的另一個特點是當信號X不存在或基本上為0時無噪聲輸出。采用先有技術的高頻振動技術時，偽隨機噪聲連續地輸入到量化電路，而在無輸入信號時，量化電路的輸出信號就是偽隨機噪聲。在本發明中，當輸入信號X不存在或基本上為0時，信號X’的N比特樣值與M比特已量化樣值之間的差值實際為0。因此，在無輸入信號時，量化電路200的輸出為0。
正如針對量化電路200的優選實施方案中所描述的，誤差信號E是16比特信號。然而，因為主要影響誤差信號E的是N-M個LSB，所以N-M比特信號能被取代。在這樣的一個實施方案中，誤差信號E的符號信息將被丟失。為此，更需要實施一個保留了信號X’的符號比特的(N－M)＋1比特誤差信號。這樣的實施方案簡化了誤差信號E的數據路徑，也減小了濾波器210的尺寸。
參照圖3，圖中示出了濾波器210的一種優選實施方案的轉移功能。從圖3可以看到，濾波器210是一個3實柱濾波器(3 real polefilter)，它可以用3個全加器302、304、306和一個延遲單元308來實現。在本發明優選實施例中，濾波器210的柱應選擇得為15/16，這考慮了圖3所示的簡化實施方案。可以看出，這個實施方案有利于消除對乘法器的需求，這允許在專用集成電路(ASIC)中簡化實施濾波器210。濾波器210還含有一個總增益系數，在優選實施例中約為100dB。增益在濾波器210的每級都提供，這增強了反饋信號相對于輸入信號X的電平，因此也增強了反饋信號W對輸入信號X作用而產生的噪聲。
從上文所述，可以理解，本發明的量化電路200提供了一個極其簡化的實施方案，特別是相對于ASIC的實施而言。消除高頻振動技術先前要求的偽隨機噪聲發生器和有利選擇濾波器設計最大限度地減少了ASIC所需的門電路。本發明的這些優點和其它優點以及應用對于本領域的普通技術人員來說從上文的描述和所附的權利要求書閱讀中是可以理解的。
權利要求
1.一種減少量化噪聲的裝置，其特征在于，包括一個第一加法器，具有一個第一輸入端，被耦合來接收一個N比特輸入信號；一個N比特鎖存器，具有一個輸入端，被耦合來接收第一加法器的輸出；一個M比特硬量化器，具有一個輸入端，被耦合來接收N比特鎖存器的輸出(這里M＜N)，和一個M比特輸出端；一個第二加法器，具有一個第一輸入端，被耦合來從所述的N比特鎖存器接收N比特樣值，和一個第二輸入端，被耦合來從所述的M比特硬量化器接收N比特樣值，其中從M比特硬量化器來的N比特樣值包括了所述的N比特樣值中的M個比特和至少一個N-M0比特；一個濾波器，具有一個輸入端，被耦合來接收第二加法器的輸出，和一個輸出端，耦合到所述的第一加法器的第二輸入端。
2.根據權利要求1所述的裝置，其特征在于，第二加法器可操作地得出第一輸入與第二輸入之差值。
4.根據權利要求1所述的裝置，其特征在于，所述的濾波器是一個低通濾波器。
5.根據權利要求1所述的裝置，其特征在于，所述的濾波器有一個截止頻率，它基本上低于N比特輸入信號的有用帶寬。
6.根據權利要求1所述的裝置，其特征在于，所述的濾波器具有大于1的增益。
7.根據權利要求1所述的裝置，其特征在于，從所述的M比特硬量化器來的N比特樣值含有來自所述的N比特鎖存器的N比特樣值中的M個最高有效位和至少一個N-M0比特。
8.根據權利要求1所述的裝置，其特征在于，來自所述的M比特硬量化器的N比特樣值含有與來自所述的N比特鎖存器的N比特樣值中的M個最高有效位相對應的M個最高有效位和N-M個0比特。
9.一種減少量化噪聲的方法，其特征在于，包括得出N比特輸入信號的一個N比特樣值與一個N比特已量化樣值之差值，該N比特已量化樣值含有N比特樣值中的M比特(這里，M＜N)和N-M個0比特；濾波該差值，形成一個已濾波的差值；從N比特輸入信號中減去已濾波差值。
10.根據權利要求9所述的方法，其特征在于，得出差值的步驟包括得出N比特輸入信號的一個N比特樣值與一個N比特已量化樣值之差值，該N比特已量化樣值含有N比特輸入信號的M個最高有效位和N-M個0比特。
全文摘要
在減少量化噪聲電路(200)中，為減少量化噪聲，反饋信號W與該量化電路的輸入信號(X)相加。反饋信號是作為N比特信號(X’)的一個樣值與M比特已量化信號的一個同時發生的樣值之間的已濾波差值而產生的，這里M＜N。在量化之前反饋信號從輸入信號(X)中減去，從而將帶外噪聲引入輸入信號，以減少已量化信號(Y)中的帶內噪聲。
文檔編號H04B7/185GK1145707SQ95192517
公開日1997年3月19日 申請日期1995年12月28日 優先權日1995年2月14日
發明者于達·葉胡達·魯茲, 詹姆斯·弗蘭克·龍 申請人:摩托羅拉公司