雙相位通信解調方法和設備的制作方法
【專利摘要】一種雙相位通信接收器系統包括模數轉換器（ADC）（12），該模數轉換器被配置為對雙相位調制信號（IN）進行采樣以生成雙相位調制信號的數字樣本。該系統還包括雙相位信號解碼器（14），該雙相位信號解碼器被配置為基于數字樣本對雙相位調制信號進行解碼。該系統進一步包括前導碼檢測器（16），該前導碼檢測器包括數字濾波器（18），該數字濾波器被配置為評估數字樣本以生成輸出并且檢測雙相位調制信號的前導碼，以便基于該輸出對雙相位調制信號進行解碼。
【專利說明】雙相位通信解調方法和設備
【技術領域】
[0001 ] 本發明總體涉及電子電路，特別涉及雙相位通信解調技術。
【背景技術】
[0002]可以被用于傳遞數據的編碼方案的一個示例是雙相位調制。雙相位調制信號的每一個比特-窗口(即，周期)代表單個邏輯比特，其中每一個比特窗口起始于邏輯狀態邊緣轉換。邏輯低由通過比特窗口的基本恒定的邏輯狀態表示，而邏輯高由比特窗口的近似中心中的額外的邏輯狀態邊緣轉換表示。
[0003]當雙相位調制信號的幅度足夠時，多種不同的解碼算法中的任何一種可以被實現以對雙相位調制信號進行解碼。然而，當信號的幅度例如由于濾波和/或傳輸介質損耗而減小時，對雙相位調制信號進行解碼會是困難的。例如，噪聲的存在會使例如基于將接收器同步到雙相位調制信號的前導碼來將雙相位調制信號的周期與接收器對齊較困難。另外，在一些雙相位調制信號傳輸實施方式中，可能沒有外部時鐘來對齊雙相位調制信號的相位和/或頻率，這會進一步使雙相位調制信號的解碼復雜化。作為示例，發射器時鐘和接收器時鐘之間的頻率失配會在解碼雙相位調制信號時導致解調錯誤。

【發明內容】

[0004]在一個實施例中，雙相位通信接收器系統包括模數轉換器(ADC)，該模數轉換器被配置為對雙相位調制信號進行采樣以生成雙相位調制信號的數字樣本。該系統還包括雙相位信號解碼器，該雙相位信號解碼器被配置為基于數字樣本對雙相位調制信號進行解碼。該系統進一步包括前導碼檢測器，該前導碼檢測器包括數字濾波器，該數字濾波器被配置為評估數字樣本以生成輸出并且檢測雙相位調制信號的前導碼，以便基于該輸出對雙相位調制信號進行解碼。
[0005]在另一個實施例中，一種用于檢測雙相位調制信號的前導碼的方法包括以采樣速率對雙相位調制信號進行采樣以生成雙相位調制信號的連續數字樣本。該方法還包括迭代地將連續數字樣本中的每一個移位到有限沖擊響應(FIR)濾波器中，該有限沖擊響應濾波器包括具有抽頭權重的濾波器抽頭，這些抽頭權重包括與雙相位調制信號的前導碼的至少一個周期關聯的值。該方法還包括基于在每次迭代時相對于濾波器抽頭的相應真子集數學評估數字樣本中已經被迭代地移位到FIR濾波器中的真子集來生成FIR濾波器的輸出。該方法進一步包括將FIR濾波器的輸出與閾值進行比較，并且響應于FIR濾波器的輸出大于閾值而檢測到雙相位調制信號的前導碼，以便對雙相位調制信號進行解碼。
[0006]在另一個實施例中，一種雙相位通信接收器系統包括信道選擇控制器，該信道選擇控制器被配置為將與雙相位調制信號關聯的第一雙相位調制信道的幅度和第二雙相位調制信道的幅度進行比較。該信道選擇控制器可以被進一步配置為基于第一和第二雙相位調制信道的相對幅度來選擇第一和第二雙相位調制信道中的一個以便進行處理，并且丟棄第一和第二雙相位調制信道中的另一個。該系統還包括前導碼檢測器和雙相位信號解碼器，該前導碼檢測器被配置為檢測選定的雙相位調制信道的前導碼，該雙相位信號解碼器被配置為對選定的雙相位調制信道進行解碼。
[0007]在另一個實施例中，一種雙相位通信接收器系統包括ADC，該ADC被配置為對雙相位調制信號進行采樣以生成雙相位調制信號的數字樣本。該系統還包括雙相位信號解碼器，該雙相位信號解碼器被配置為基于數字樣本對雙相位調制信號進行解碼。該系統還包括前導碼檢測器，該前導碼檢測器包括FIR濾波器，該FIR濾波器包括具有預編程的抽頭權重的濾波器抽頭，借助這些抽頭權重評估數字樣本以生成具有峰值最大值的輸出，該峰值最大值對應于雙相位調制信號的前導碼的周期與濾波器抽頭的對齊。該系統進一步包括同步控制器，該同步控制器被配置為基于峰值最大值來檢測雙相位通信接收器系統和關聯的發射器之間的時鐘頻率失配，并且基于檢測到的失配來調整ADC的采樣速率，以基本上補償雙相位通信接收器系統和關聯的發射器之間的時鐘頻率失配。
【專利附圖】

【附圖說明】
[0008]圖1根據本發明的一個方面示出了雙相位通信接收器的示例。
[0009]圖2根據本發明的一個方面示出了前導碼檢測器的示例。
[0010]圖3根據本發明的一個方面示出了雙相位通信信號的示例。
[0011]圖4根據本發明的一個方面示出了一組濾波器抽頭的圖示的示例。
[0012]圖5根據本發明的一個方面示出了一組濾波器抽頭的圖示的另一個示例。
[0013]圖6根據本發明的一個方面示出了同步控制器的示例。
[0014]圖7根據本發明的一個方面示出了無線電力系統的示例。
[0015]圖8根據本發明的一個方面示出了雙相位通信接收器的另一個示例。
[0016]圖9根據本發明的一個方面示出了前導碼檢測器的另一個示例。
[0017]圖10根據本發明的一個方面示出了用于檢測雙相位調制器信號的前導碼的方法的示例。
【具體實施方式】
[0018]本發明的實施例總體涉及電子電路，特別涉及雙相位通信解調技術。雙相位通信接收器的一個示例包括前導碼檢測器，該前導碼檢測器被配置為將雙相位調制信號的周期與雙相位信號解碼器對齊。前導碼檢測器包括至少一個數字濾波器，例如有限沖擊響應(FIR)濾波器，其用與雙相位調制信號的前導碼的至少一個已知的比特周期關聯的一組特定的抽頭權重進行編程。前導碼檢測器因此通過數字濾波器將雙相位調制信號的數字樣本進行移位。數字濾波器可以提供輸出到第二數字濾波器，該第二數字濾波器具有與邏輯轉換關聯的一組抽頭權重。因此，在雙相位調制信號的前導碼的周期與第一和第二數字濾波器的該組抽頭權重對齊之后，第二數字濾波器可以提供具有高幅值的輸出。因此，前導碼檢測器可以被配置為甚至在大量噪聲存在的情況下基于檢測前導碼而將雙相位調制信號與雙相位信號解碼器對齊。
[0019]此外，前導碼檢測器可以被配置為補償雙相位調制通信系統中發射器和接收器之間的時鐘頻率失配。例如，在無線電力通信應用中，發射器時鐘和接收器時鐘可以是分開的，使得它們不會以同一頻率基準進行操作。因此，發射器和接收器相對于彼此可能具有時鐘頻率失配，從而例如在解碼雙相位調制信號時導致錯誤。前導碼檢測器可以因此包括同步控制器，該同步控制器被配置為基于由前導碼控制器實現的數字樣本來調整雙相位通信接收器的模數轉換器(ADC)的采樣速率。例如，同步控制器可以對來自至少一個數字濾波器的連續峰值最大輸出之間的數字樣本的數目進行計數以檢測頻率失配，并且可以例如經由比例/積分控制環路提供指示該失配的信號以調整ADC的采樣速率。
[0020]此外，雙相位通信接收器可以被配置為監控與雙相位調制信號關聯的兩個分開的信道，以避免與雙相位調制信號的邏輯狀態轉換關聯的空區切換(null zone switching)。作為示例，這兩個分開的信道可以包括在無線電力應用中與變壓器的初級繞組關聯的電流和諧振電容器兩端的電壓。雙相位通信接收器可以包括信道選擇控制器，該信道選擇控制器被配置為監控與這兩個分開的信道中的每一個關聯的相對功率水平，并且基于該相對功率水平選擇一個信道以便進行解調。信道選擇控制器因此可以被配置為選擇具有最高功率水平的信道并且丟棄另一信道，使得雙相位信號解碼器僅解調選定的信道，而通常的雙相位解調器冗余地解調兩個信道。因此，本發明的雙相位通信接收器相對于通常的雙相位解調器可以極大地階躍處理資源。
[0021]圖1示出了雙相位通信接收器10的示例，雙相位通信接收器10可以被配置為接收雙相位調制信號IN，并且對該雙相位調制信號IN進行解碼以生成輸出碼C0DE_0UT。雙相位調制信號IN的每一個比特窗口可以表示單個邏輯比特，其中每一個比特窗口起始于邏輯狀態轉換。邏輯低可以由通過比特窗口的基本恒定的邏輯狀態表示，而邏輯高可以由在比特窗口的近似中心處的額外的邏輯狀態轉換表示。雙相位通信接收器10可以被實現在多種電子通信應用中的任何一種中。作為示例，雙相位通信接收器10可以被實現在無線電力通信應用中。
[0022]雙相位通信接收器10包括模數轉換器(ADC) 12，該模數轉換器(ADC) 12被配置為對雙相位調制信號IN進行采樣，以生成雙相位調制信號IN的連續數字樣本。在圖1的示例中，雙相位調制信號IN的數字表示被示為信號B Ι-Φ_Ι N。作為示例，ADC12可以被配置為提供雙相位調制信號IN的8倍過采樣，雙相位調制信號IN可以具有大約2ΚΗζ的數據頻率，這樣ADC12可以具有大約16ΚΗζ的采樣速率。因此，對于信號B 1-Φ_ I N中的每個比特，雙相位調制信號IN可以由8個數字樣本表示。雙相位通信接收器10還包括雙相位信號解碼器14,該雙相位信號解碼器14被配置為對信號B 1-Φ_ I N中的數字樣本進行解碼，以生成輸出碼C0DE_0UT。作為示例，雙相位信號解碼器14可以通過多種方式中的任何一種對信號B 1-Φ_ I N中的數字樣本進行解碼。
[0023]雙相位通信接收器10進一步包括前導碼檢測器16，前導碼檢測器16被配置為評估(evaluate)信號B 1-Φ_ I N中的數字樣本/對信號B 1-Φ_ I N中的數字樣本求值，以將雙相位調制器信號IN的周期與雙相位信號解碼器14對齊。因此，基于前導碼檢測器16的操作，雙相位信號解碼器14可以被同步于雙相位調制信號IN，以便正確地進行解碼。在圖1的示例中，前導碼檢測器16包括數字濾波器18，數字濾波器18被配置為評估信號B Ι-Φ_Ι N中的數字樣本，使得前導碼檢測器16可以識別表示雙相位調制信號IN的前導碼中的每一個比特周期的近似開始和中心的邏輯狀態轉換。作為示例，數字濾波器18可以被配置為有限沖擊響應(FIR)濾波器，使得第一 FIR濾波器包括用與前導碼的至少一個周期關聯的抽頭權重預編程的濾波器抽頭，用于評估信號B Ι-Φ_Ι N的數字樣本。[0024]數字濾波器18也可以被配置為兩級濾波系統，使得數字濾波器18可以包括第二FIR濾波器，該第二 FIR濾波器包括用與前導碼的邏輯狀態轉換關聯的抽頭權重預編程的濾波器抽頭，用于評估第一FIR濾波器的輸出。因此，數字濾波器18的兩級濾波系統可以被配置為在噪聲較大的環境中利用雙相位信號解碼器14檢測雙相位調制信號IN的前導碼。前導碼檢測器16可以被配置為響應于檢測到雙相位調制信號IN的前導碼的周期而提供信號SYNC到雙相位解碼器14，使得該信號SYNC可以指示信號B 1-Φ_ I N的哪一個數字樣本對應于雙相位調制信號IN的周期的開始，以便雙相位信號解碼器14正確地進行解碼，使得該信號SYNC可以指示信號B 1-Φ_ I N的相位。
[0025]此外，除了檢測雙相位解調信號IN的前導碼之外，前導碼檢測器16可以進一步被配置為響應于評估信號B 1-Φ_Ι N的數字樣本而調整ADC12的采樣速率。因此，前導碼檢測器16可以基本上補償例如無線電力通信應用中雙相位通信接收器系統10和關聯的發射器之間的時鐘頻率失配。例如，前導碼檢測器16可以對數字濾波器18的輸出中的峰值最大值之間的樣本的數目進行計數，以檢測雙相位通信接收器系統10和關聯的發射器的時鐘頻率之間的失配。前導碼檢測器16因此可以提供信號SMPL_RT到ADC12以調整ADC12的采樣速率，從而基本上補償時鐘頻率失配。
[0026]圖2示出了前導碼檢測器50的示例。前導碼檢測器50可以被配置為基本上類似于圖1的示例中的前導碼檢測器16。因此，在下面對圖2的示例的描述中，將參考圖1的示例。
[0027]前導碼檢測器50包括第一數字濾波器52，該第一數字濾波器52被配置為評估信號B Ι-Φ_Ι N的數字樣本。作為示例，第一數字濾波器52可以被配置為FIR濾波器，該FIR濾波器包括用與雙相位調制信號IN的前導碼的至少一個周期關聯的抽頭權重(例如在圖3的示例中所示的)預編程的濾波器抽頭。
[0028]圖3示出雙相位通信信號100的示例。雙相位通信信號100可以對應于雙相位調制信號IN，并且因此可以在本文中互換地指代。此外，應當理解，雙相位通信信號100在圖3的示例中被示為是理想的，使得它被示為基本上不受噪聲和/或其他干擾所影響。
[0029]雙相位通信信號100包括前導碼部分102、起始比特部分104以及數據部分106。因此，在圖3的示例中的雙相位通信信號100可以表示例如從發射器傳輸到圖1的示例中的雙相位通信接收器系統10的雙相位通信會話的單個分組。在圖3的示例中，前導碼部分102包括11個連續的邏輯一比特。作為示例，11個連續的邏輯一比特自提交時起可以由無線電力聯盟(WPC)規定為在前導碼部分102中包括11個連續的邏輯一比特。因此，雙相位調制信號100的前導碼部分102的每一個周期開始于邏輯高轉換并且在比特周期的近似中心處包括邏輯低轉換。基于由ADC12進行的8倍過采樣，雙相位調制信號100的每一個比特可以由8個數字樣本表示，使得在前導碼部分102中，在發射器和雙相位通信接收器系統10之間沒有時鐘頻率失配的情況下，4個數字樣本可以表示前導碼部分102的每一個比特周期的邏輯高部分，并且4個數字樣本可以表示前導碼部分102的每一個比特周期的邏輯低部分。
[0030]如先前所述，在圖2的示例中的第一數字濾波器52可以包括用與雙相位調制信號IN(并且因此雙相位調制信號100)的前導碼的至少一個周期關聯的抽頭權重預編程的濾波器抽頭。圖4根據本發明的一個方面示出一組濾波器抽頭的圖示150的示例。圖示150因此可以對應于與第一數字濾波器52關聯的濾波器抽頭。基于在圖1的示例中的ADC12的8倍過采樣，圖示150包括2個比特周期(其被示出在152和154處)的濾波器抽頭，并且因此包括總共16個濾波器抽頭，在圖4的示例中被標記為Ttl到T15。
[0031]因為第一數字濾波器52的濾波器抽頭Ttl到T15在比特周期152和154中的每一個周期中與雙相位調制信號100的前導碼部分102的周期關聯，所以濾波器抽頭Ttl到T15被布置為兩個連續的邏輯一比特。具體地，在第一比特周期152中，前4個濾波器抽頭Ttl到T3相對于公共“O”是邏輯高，并且因此均具有抽頭權重“1”，而后4個濾波器抽頭T4到T7相對于公共“O”是邏輯低，并且因此均具有抽頭權重“-1”。類似地，在第二比特周期154中，前4個濾波器抽頭T8到T11相對于公共“O”是邏輯高，并且因此均具有抽頭權重“ I ”，而后4個濾波器抽頭T12到T15相對于公共“O”是邏輯低，并且因此均具有抽頭權重“-1”。因此，濾波器抽頭Ttl到T15中的每一個可以對應于信號B Ι-Φ_Ι N的被輸入到第一數字濾波器52以便檢測雙相位調制信號100的前導碼的相應數字樣本。
[0032]返回參考圖2的示例，第一數字濾波器52被配置為迭代地將信號B 1-Φ_ I N的每一個數字樣本移位到第一數字濾波器52中，并且在每次迭代時生成輸出。作為示例，第一數字濾波器52可以被配置為在每次迭代時生成標量點積，使得第一數字濾波器52可以將信號B 1-Φ_ I N的每一個數字樣本乘以濾波器抽頭權重Tci到T15中相應的一個，并且生成乘積的和作為輸出。在圖2的示例中，第一數字濾波器52的輸出被示為信號FLT1。因此，基于第一數字濾波器52的濾波器抽頭Ttl到T15與雙相位調制信號100的前導碼部分102的預定的兩個周期關聯，前導碼部分102與濾波器抽頭Ttl到T15的對齊將提供由第一數字濾波器52提供的信號FLTl的峰值最大輸出值。換句話說，在雙相位調制信號100的前導碼部分102與濾波器抽頭Ttl到T15對齊之后，最高數字樣本值(即，邏輯高)被乘以“+I”抽頭權重，而最低數字樣本值(即，邏輯低)被乘以“-1”抽頭權重，因此使信號FLTl的絕對值幅值大于數字樣本在任一方向上的移位高達180度，其中180度移位對應于負峰值最大值。因此，信號FLTl的每一個正峰值最大值可以對應于雙相位調制信號100的前導碼部分102與濾波器抽頭Ttl到T15的對齊。
[0033]此外，在評估信號B 1-Φ_ I N的前16個數字樣本之后，第一數字過濾器52可以被配置為評估數字樣本的已經被移位到第一數字濾波器52中的真子集，以確定信號FLTl的輸出值。作為示例，在每次迭代時，第一數字濾波器52可以相對于相應濾波器抽頭評估被移位到第一數字濾波器52中的新數字樣本、被移位出第一數字濾波器52的數字樣本以及被移位到與雙相位調制信號100的前導碼部分102的邏輯轉換關聯的相應濾波器抽頭的數字樣本，并且可以將評估的和加到信號FLTl的輸出值的前一值。具體地，參考圖4的示例，在給定的迭代中將一個濾波器抽頭的每一個數字樣本移位到右邊之后，信號FLTl的值可以被表示如下:
[0034]FLT1=FLT1’ +S_T(1-2*S_T4+2*S_T8-2*S_T12+S_T15’(公式 I);其中 FLT1’ 是信號 FLTl的前一值A-Ttl是在抽頭Ttl處的數字樣本與關聯的權重的積；S_T4是在抽頭T4處的數字樣本與關聯的權重的積；s_T8是在抽頭T8處的數字樣本與關聯的權重的積；S_T12是在抽頭T12處的數字樣本與關聯的權重的積；以及s_T15’是在迭代移位之前原來在抽頭T15處的數字樣本與關聯的抽頭權重的積。
[0035]公式I因此表示了一種基于僅評估移位通過與第一數字濾波器52的濾波器抽頭T0到T15關聯的邏輯轉換的數字樣本來計算信號FTLl的幅值的方式。因此，由于實現了公式I，第一數字濾波器52可以被配置為與在每次迭代中基于評估第一數字濾波器52的所有16個濾波器抽頭來連續計算標量點積相比，以極為高效的方式計算信號FLTl的幅值。
[0036]在圖2的示例中，前導碼檢測器50還包括第二數字濾波器54，該第二數字濾波器54被配置為評估第一數字濾波器52的輸出信號FLT1。作為示例，第二數字濾波器54可以被配置為包括用與雙相位調制信號100的邏輯轉換關聯的抽頭權重(例如在圖3和圖5的示例中所示的)預編程的濾波器抽頭的FIR濾波器。第二數字濾波器54可以因此被配置為放大信號FLTl的峰值，以提供對由第一數字濾波器52所提供的輸出信號的放大和進一步濾波。
[0037]圖5根據本發明的一個方面的實施方式示出一組濾波器抽頭的圖示200的另一個示例。圖示200可以因此對應于與第二數字濾波器54關聯的濾波器抽頭。類似于之前在圖4的示例中所描述的，基于在圖1的示例中的ADC12的8倍過采樣，圖示200包括2個比特周期(其被示出在202和204處)的濾波器抽頭，并且因此包括總共16個濾波器抽頭，在圖5的示例中被標記為Ttl到T15。
[0038]如先前所述，第二數字濾波器54的濾波器抽頭Ttl到T15僅與雙相位調制信號100的邏輯轉換關聯。具體地，在第一比特周期202中，基于邏輯高轉換處于雙相位調制信號100的前導碼部分102的每一個比特周期的開始，第一濾波器抽頭Ttl相對于公共“O”是邏輯高，并且因此具有抽頭權重“I”。類似地，基于邏輯低轉換在雙相位調制信號100的前導碼部分102的每一個比特周期的近似中心處，第五濾波器抽頭T4相對于公共“O”是邏輯低，并且因此具有邏輯權重“-1”。在第二比特周期204中，第一濾波器抽頭T8同樣具有抽頭權重“1”，并且第五濾波器抽頭T12同樣具有抽頭權重“-1”。第二數字濾波器54的剩余的濾波器抽頭都具有抽頭權重“O”。
[0039]類似于先前關于第一數字濾波器52的說明，第二數字濾波器54被配置為迭代地將輸出信號FLTl移位到第二數字濾波器54的濾波器抽頭中，以在每次迭代時生成輸出。第二數字濾波器54可以被配置為在每次迭代時生成標量點積，使得第二數字濾波器54可以將輸出信號FLTl的每一個迭代值乘以濾波器抽頭權重Ttl到T15中相應的一個，并且生成積的和作為輸出。在圖2的示例中，第二數字濾波器54的輸出被示為信號FLT2。
[0040]如先前所述，從前導碼部分102與第一數字濾波器52的濾波器抽頭Ttl到T15的對齊而得到的輸出將提供信號FLTl的峰值最大輸出值。因此，基于第二數字濾波器54的濾波器抽頭Ttl到T15與雙相位調制信號100的前導碼部分102的2個周期的邏輯轉換關聯，雙相位調制信號100的前導碼部分102的對齊可以由第二數字濾波器54極大加強。作為示例，前導碼部分102與第一數字濾波器52的濾波器抽頭Ttl到T15的對齊同樣可以使信號FLTl的正峰值最大值與第二數字濾波器54的濾波器抽頭Ttl到T8的對齊并且使信號FLTl的負峰值最大值與第二數字濾波器54的濾波器抽頭T4到T12的對齊。因此，第二數字濾波器54可以極大地放大并且過濾信號FLTl的正峰值最大值和負峰值最大值，并且提供經放大和過濾的峰值最大值作為信號FLT2，因此同樣指示雙相位調制信號100的前導碼部分102與第一數字濾波器52的濾波器抽頭Ttl到T15的對齊。
[0041]此外，因為第二數字濾波器54極大地放大并且進一步過濾從第一數字濾波器52輸出的信號FLT1，所以第二數字濾波器54可以例如在受到大量噪聲或其他干擾的環境中更好地檢測雙相位調制信號IN的前導碼。同樣，與通常的模擬濾波和前導碼檢測系統相t匕，第一數字濾波器52和第二數字濾波器54操作為兩級濾波器系統以便檢測雙相位調制信號IN的前導碼可以是更簡單的，并且可以以更小尺寸封裝實現。此外，通過利用公式I中所示出的算法實現第一數字濾波器52，并且通過實現第二數字濾波器54以僅評估雙相位調制信號IN的邏輯轉換(例如，對4個數字求和)，第一數字濾波器52和第二數字濾波器54的數字濾波技術可以僅需要少量的處理資源，從而例如將相對小數量的每秒機器指令(MIPS)用于前導碼檢測和/或對齊，以便對雙相位調制信號IN進行解碼。
[0042]在圖2的示例中，前導碼檢測器50還包括閾值生成器56和前導碼比較器58。閾值生成器56被配置為基于信號B Ι-Φ_Ι N的數字樣本生成閾值，在圖2的示例中被示為信號THRESH。作為不例,可以基于信號B 1-Φ_ I N的數字樣本的幅度生成閾值信號THRESH,使得雙相位調制信號IN的總幅度的變化可以由前導碼檢測器50補償。例如，閾值生成器56可以被配置為無限沖擊響應(IIR)濾波器，該無限沖擊響應濾波器被配置為基于預定數目的數字樣本，將閾值THRESH計算為信號B 1-Φ_Ι N的數字樣本的絕對值的移動平均值(moving average)。閾值信號THRESH可以被計算的一個示例方式被示為如下:
[0043]THRESH=K* (THRESH，*31+S (ABS (NEW))) /32 (公式 2)；
[0044]其中THRESH’是閾值信號THRESH的前一值；S (ABS (NEW))是信號B 1-Φ_ I N的下一個數字樣本的絕對值；并且K是任意的縮放因子。
[0045]公式2因此將閾值信號THRESH計算為32個數字樣本的移動平均值。因此，基于公式2，閾值信號THRESH可以被調整以適應雙相位調制信號IN的幅度的變化。應當理解，閾值生成器56不限于實現公式2以生成閾值信號THRESH的移動平均值，而是移動平均值可以基于與多于或少于32個數字樣本的移動平均值有關的不同縮放因子。
[0046]閾值信號THRESH和由第二數字濾波器54所提供的輸出信號FLT2各自被提供到前導碼比較器58。前導碼比較器58因此被配置為響應于信號FLT2的幅值大于閾值信號THRESH而檢測雙相位調制信號IN的周期。作為示例，前導碼比較器58可以基于信號FLT2與閾值信號THRESH的一個比較結果或基于多個比較結果(即，諸如每8次迭代的冗余的比較結果)來確定雙相位調制信號IN的存在。因此，前導碼比較器58可以生成信號SYNC，該信號SYNC被提供到圖1的示例中的雙相位信號解碼器14，以指示信號B 1-Φ_ I N的數字樣本的檢測和/或對齊，以便正確地對雙相位調制信號IN進行解碼。
[0047]除了檢測和/或對齊雙相位調制信號IN的前導碼之外，前導碼檢測器50也可以被配置為響應于評估信號B 1-Φ_Ι N的數字樣本而調整ADC12的采樣速率。因此，前導碼檢測器50可以基本上補償例如在無線電力通信應用中雙相位通信接收器系統10和關聯的發射器之間的時鐘頻率失配。在圖2的示例中，前導碼檢測器50還包括同步控制器60，該同步控制器60被配置為監控從第二數字濾波器54提供的輸出信號FLT2。同步控制器60可以因此生成信號SMPL_RT，該信號SMPL_RT被提供到ADC12以基于對輸出信號FLT2的評估來調整采樣速率。
[0048]圖6示出同步控制器250的示例。同步控制器250可以被配置為基本上類似于圖2的示例中的同步控制器60。因此，在下面對圖6的示例的描述中，將參考圖1和圖2的示例。
[0049]同步控制器250包括峰值檢測器252、樣本計數器254以及比例/積分(P/Ι)環路控制器256。峰值檢測器252被配置為接收從第二數字濾波器54提供的輸出信號FLT2。應當理解，雖然峰值檢測器252被示為評估從第二數字濾波器54提供的輸出信號FLT2，但是峰值檢測器252可以替換地評估從第一數字濾波器52提供的輸出信號FLT1。峰值檢測器252可以被配置為檢測信號FLT2的峰值最大值，例如正峰值最大值或負峰值最大值。應當理解，峰值檢測器252可以獨立于前導碼比較器58而操作，或可以與前導碼比較器58關聯，使得峰值比較器58基于閾值信號THRESH檢測峰值最大值，如先前所述，并且提供與檢測到的峰值最大值關聯的信息到同步控制器250。
[0050]在確定信號FLT2的峰值最大值之后，峰值檢測器252調用樣本計數器254，以對信號FLT2的隨后的多個峰值最大值之間的信號B Ι-Φ_Ι N的數字樣本的數目進行計數。樣本計數器254可以因此對數字樣本的數目進行計數，并且通過比較器258比較數字樣本的數目和數字樣本的預期數目。例如，基于ADC12的16ΚΗζ采樣速率(如之前在圖1_5的示例中所述的)，樣本計數器254可以比較每一個峰值最大值(例如，包括其中一個峰值最大值)之間的數字樣本的計數數目與總共8個預期的數字樣本。樣本計數器254可以在多個峰值最大值上對數字樣本的數目進行計數，以確保能夠檢測到發射器和雙相位通信接收器系統10之間的時鐘頻率的較小失配。
[0051]樣本計數器254將信號B 1-Φ_ I N的所計數的數字樣本和數字樣本的預期數目之間的差值信息提供給P/ι環路控制器256。P/Ι環路控制器256因此提供比例和積分計算，以生成信號SMPL_RT，該信號SMPL_RT被反饋至ADC12，以調整ADC12的采樣速率，從而例如補償雙相位通信接收器10和關聯的發射器之間的時鐘頻率失配。例如，可以用允許對采樣速率進行快速調整(尤其是針對雙相位通信接收器10和關聯的發射器之間建立的初始通信會話)的比例增益來對P/Ι環路控制器256進行編程。作為另一個示例，可以用極慢的積分項對P/Ι環路控制器256進行編程，以允許ADC12的采樣速率收斂到關聯的發射器的時鐘頻率。P/Ι環路控制器256可以因此生成信號SMPL_RT以指示時鐘頻率(即，發射器的時鐘頻率和ADC12的當前采樣速率)之間的差值，使得可以相應地調整ADC12。
[0052]在圖6的示例中，同步控制器250可以被配置為在啟動通信會話之后，為ADC12的采樣速率設置默認值，例如16KHz。因此，在通信會話期間，可以由同步控制器250相應地調整ADC12的采樣速率。作為示例，因為積分項可以被編程為對ADC12的采樣速率進行相對較慢的調整，所以在雙相位調制信號100的給定分組的前導碼部分102內，ADC12的采樣速率可能不能被基本上同步到關聯的發射器的時鐘頻率。因此，同步控制器250可以被配置為在雙相位調制信號100的下一個分組的前導碼部分102期間繼續調整ADC12的采樣速率，以此類推，直到ADC12具有已經基本上收斂到發射器的時鐘頻率的采樣速率。在雙相位通信接收器10與新的發射器(例如，由新的設備標識所指示的)注冊通信之后，P/Ι環路控制器256可以被配置為接收例如由處理器提供的復位信號RESET，該信號RESET對積分項進行復位。結果，同步控制器250可以將ADC12的采樣速率復位到默認值(例如，16KHz)。
[0053]圖7示出無線電力系統300的示例。無線電力系統300包括無線充電器302和便攜式電子設備304。作為示例，便攜式電子設備304可以是無線通信設備。在圖7的示例中，無線充電器302包括電流源306，該電流源306生成通過電感器L1和電阻器R1的電流I10便攜式電子設備304包括電感器L2,基于通過電感器L1生成的磁場，通過該電感器L2感應出電流I2，以流過電阻器R2。因此，在無線充電器302中的電感器L1和在便攜式電子設備304中的電感器L2共同形成變壓器308。結果，電壓Vaffi被提供到便攜式電子設備304，從而為便攜式電子設備304供電和/或對便攜式電子設備304內的電池(沒有顯示)充電。
[0054]作為示例，可能需要或期望便攜式電子設備304與無線充電器302通信。作為示例，便攜式電子設備304可以提供消息給無線充電器302，以指示它正在從無線充電器302接收電力、指示它被完全充電或提供多種其他指示中的任何一種。在圖7的示例中，便攜式電子設備304包括雙相位調制發射器310，該雙相位調制發射器310耦合到開關S2。雙相位調制發射器310可以因此打開和閉合開關S2以將雙相位調制信號(例如雙相位調制信號IN)調制到電流I2中，使得開關的打開和閉合分別提供電流I2的邏輯低狀態和邏輯高狀態。因為無線電力系統300中的功率是守恒的，所以被調制到電流I2上的雙相位調制信號同樣通過變壓器308的電感耦合被調制到電流I1上。
[0055]無線充電器302包括雙相位通信接收器312，該雙相位通信接收器耦合到電流源306、電感器L1以及電阻器R1的電流路徑。雙相位通信接收器312因此被配置為監控初級電流I1并且因此對來自初級電流I1的雙相位調制信號進行解調。作為示例，雙相位通信接收器312可以監控電壓、功率或初級電流I1本身中的一個或多個，以對雙相位調制信號IN進行解調。例如，雙相位通信接收器312可以被配置為基本上類似于圖1的示例中的雙相位通信接收器10。具體地，雙相位通信接收器312可以包括ADC12，該ADC12被配置為以基本上恒定的頻率(例如，16kHz)生成對應于初級電流I1或關聯的電壓(例如諧振電容器(沒有顯示)的電壓)或功率的雙相位調制信號IN的數字樣本，并且因此生成雙相位調制信號IN。雙相位通信接收器312還可以包括圖1的示例中的前導碼檢測器16和雙相位信號解碼器14。因此，雙相位通信接收器312可以檢測和/或對齊雙相位調制信號IN的前導碼，以對從ADC12生成的電流I1的數字樣本進行解碼，從而生成輸出信號C0DE_0UT，例如之前在圖1-4的示例中所描述的。此外，前導碼檢測器16可以包括同步控制器250，使得ADC12的采樣速率可以被基本上同 步到雙相位調制發射器310的時鐘頻率，例如之前在圖2和圖6的示例中所描述的。
[0056]無線電力系統300無意限于圖7的示例。具體地，無線電力系統300被簡化地示出，使得已經從圖7的示例中省略了多種附加的電路和/或通信部件。作為示例，電流^和I2流過的電路可以包括任何多種附加的電路部件，例如用于提供電壓Vaffi的電阻器和/或電容器的布置。作為另一個示例，可以從處理器(沒有顯示)向雙相位調制發射器310提供命令，或者雙相位調制發射器310可以被配置為處理器的一部分。此外，無線電力系統300可以包括用于提供和/或接收電力的任何多種附加的設備，例如感性耦合到附加的電感器的附加的便攜式電子設備。因此，無線電力系統300可以用任何多種方式配置。
[0057]在無線電力系統300中，調整初級側(即，無線充電器)上的諧振頻率例如以控制功率傳輸的水平會導致調制深度改變極性的現象。如此處所述的調制深度被定義為當電阻器R2被開關S2接通和斷開時雙相位調制信號IN的幅度的變化。調制深度的極性的改變可以是基于與改變無線電力系統300的諧振特性的電阻器R2關聯的負載的添加而引起的。
[0058]作為示例，在高頻率處，當雙相位調制發射器310切換開關S2以加入電阻器R2的負載時，雙相位調制信號IN的幅度會增加，但是在低頻率處，雙相位調制信號IN的幅度降低。對于經由雙相位通信信號IN的通信來說，這兩種情形都是可接受的。然而，在幅度交叉的諧振頻率處，當雙相位調制發射器310切換開關S2以加入電阻器R2的負載時，雙相位調制信號IN的幅度沒有明顯改變。因此，在空頻率(null frequency)處，通信是不可能的。
[0059]因此,雙相位通信接收器312可以被配置為接收雙相位調制信號IN作為雙信道信號，例如具有與無線電力系統300關聯的不同的空頻率。例如，雙相位通信接收器312可以被配置為監控與諧振電容器(沒有顯示)兩端的電壓關聯的第一雙相位調制信道和與變壓器308的初級電感器L1中的電流關聯的第二雙相位調制信道。兩個分開的雙相位調制信道的檢測在制度上(institutionally)是被要求的，例如由WPC規定的，使得通常的雙相位通信接收器會冗余地對兩個雙相位調制信道進行解碼，以確保數據從發射器傳輸到接收器，從而減少給定信道的空區的存在。
[0060]圖8示出雙相位通信接收器350的另一個示例。雙相位通信接收器350被配置為接收第一雙相位調制信道爪_々和第二雙相位調制信道IN_B，并且僅對雙相位調制信號IN_A和IN_B中的一個進行解碼，從而生成輸出碼C0DE_0UT。僅對雙相位調制信道IN_A和IN_B中的一個進行解碼以生成輸出碼C0DE_0UT是通過信道選擇控制器352完成的。
[0061]信道選擇控制器352被配置為監控雙相位調制信道IN_A和IN_B的幅度并且選擇雙相位調制信道IN_A和IN_B中的一個，以便由雙相位信號解碼器354進行解碼。信道選擇控制器352包括信道比較器356，該信道比較器356被配置為比較雙相位調制信道IN_A和IN_B之間的相對幅值。信道選擇控制器352可以因此被配置為選擇雙相位調制信道IN_A和IN_B中具有最大相對幅度的一個。雙相位調制信道爪_八和IN_B中被選定的一個因此被提供給雙相位信號解碼器354以便進行解碼，在圖8的示例中被示為信號IN_SLCT。在選定雙相位調制信道IN_A和IN_B中具有最大相對幅度的一個之后，信道選擇控制器352可以丟棄雙相位調制信道IN_A和IN_B中的另一個。因此，與例如由通常的雙相位接收器系統實現的冗余地對兩個雙相位調制信道進行解碼相比，通過僅對單個雙相位調制信道進行解碼，雙相位通信接收器350可以節約電路和/或處理資源。
[0062]此外，類似于圖1的示例，雙相位通信接收器系統350包括前導碼檢測器358。前導碼檢測器358被配置為檢測選定的雙相位調制信道IN_SLCT的周期和/或將選定的雙相位調制信道IN_SLCT的周期對齊到雙相位信號解碼器354。因此，雙相位信號解碼器354可以被同步于選定的雙相位調制信號IN_SLCT，以便經由從前導碼檢測器358提供的信號SYNC正確地進行解碼，例如之前在圖1-5的示例中所描述的。在圖8的示例中，前導碼檢測器358可以基本上類似于圖1的示例中的前導碼檢測器16操作。然而，信道選擇控制器352可以在模擬域或數字域中的任一個下進行操作。作為示例，信道選擇控制器352可以被配置為比較模擬雙相位調制信道IN_A和IN_B，使得前導碼檢測器358可以包括ADC以便生成選定的雙相位調制信道IN_SLCT的數字樣本。作為另一個示例，雙相位通信接收器系統350可以包括至少一個ADC (沒有顯示)，該ADC被配置為針對雙相位調制信道IN_A和IN_B中的每一個生成數字樣本，或者針對選定的雙相位調制信道IN_SLCT生成數字樣本，使得選定的雙相位調制信道IN_SLCT被提供給前導碼檢測器358作為數字樣本流。作為又一個示例，信道選擇控制器352可以被合并到前導碼檢測器358中。
[0063]圖9示出前導碼檢測器400的另一個示例。前導碼檢測器400包括第一數字濾波器402和第二數字濾波器404，該第一數字濾波器402被配置為評估第一雙相位調制信道B 1-Φ_Ι Ν_Α的數字樣本，該第二數字濾波器404被配置為評估第二雙相位調制信道B 1-Φ_Ι Ν_Β的數字樣本。在圖9的示例中，應當理解，前導碼檢測器400布置在其中的雙相位通信接收器包括ADC，以將雙相位調制信道爪_八和IN_B中的每一個轉換成信道B 1-Φ_Ι Ν_Α和B 1-Φ_Ι Ν_Β的相應的數字樣本。因此，類似于圖1_5的示例中所描述的，第一數字濾波器402和第二數字濾波器404可以被配置為FIR濾波器，該FIR濾波器包括用與雙相位調制信道爪_八和ΙΝ_Β的前導碼的至少一個周期關聯的抽頭權重(例如在圖3的示例中所示的)預編程的濾波器抽頭。第一數字濾波器402和第二數字濾波器404各自被配置為迭代地移位信道B 1-Φ_ I Ν_Α和B 1-Φ_ I Ν_Β的相應數字樣本，以在每次迭代時生成相應的輸出？1^1_么和FLT1_B。
[0064]前導碼檢測器400包括信道選擇控制器406，該信道選擇控制器406包括信道比較器408。分別從第一數字濾波器402和第二數字濾波器404提供的輸出FLT1_A和FLT1_B各自被提供給信道比較器408，使得信道比較器408被配置為在每次迭代時比較輸出FLT1_A和FLT1_B中的每一個的幅度。此外，雙相位調制信道B 1-Φ_Ι Ν_Α和B 1-Φ_ I Ν_B可能包括噪聲和/或其他干擾，并且前導碼檢測器400可能基本上連續地操作，例如同時等待有效數據從關聯的發射器被發射。因此，信道比較器408也被配置為比較輸出FLT1_A和FLT1_B與由閾值生成器410生成的閾值信號THRESH_1。作為示例，閾值信號THRESH_1可以被生成為來自雙相位調制信道B 1-Φ_Ι Ν_Α和B 1-Φ_Ι Ν_Β中的至少一個(例如具有最高相對幅度的一個)的數字樣本的移動平均值。例如，閾值信號THRESH_1可以用基本上類似于公式2的方式生成，例如具有用于針對相應的前導碼比較器實現的閾值信號的不同的(例如，較小的)縮放因子K。
[0065]此外，信道比較器408包括計數器412，該計數器412被配置為對與由信道比較器408執行的連續比較關聯的迭代進行計數。作為示例，由于在雙相位調制信道B Ι-Φ_I Ν_Α和B 1-Φ_Ι Ν_Β上潛在地存在噪聲和/或其他干擾，因此雙相位調制信道B 1-Φ_ I Ν_Α和B 1-Φ_ I Ν_Β的相對幅度并且因此相應的輸出FLT1_A和FLT1_B有可能隨時間相對于彼此變化。因此，計數器412可以被配置為在信道比較器408選擇雙相位調制信道B 1-Φ_Ι Ν_Α和B 1-Φ_Ι Ν_Β中的一個之前，對預定數目的一致(consistent)比較進行計數。結果，計數器412可以被配置為確保在合適的信道被選擇之前，雙相位調制信道B 1-Φ_Ι Ν_Α和_13 1-Φ_Ι Ν_Β之間的相對幅度是穩定的。因此，信道比較器408選擇雙相位調制信道B 1-Φ_Ι Ν_Α和B 1-Φ_ I Ν_Β中具有相對較大幅度的一個，該相對較大幅度也大于用于預定數目的連續迭代的閾值信號THRESH_1。
[0066]在圖9的示例中，輸出信號FLT1_A和FLT1_B中的每一個還被提供給信道選擇控制器406中的信道多路復用器414。在選擇雙相位調制信道B 1-Φ_Ι Ν_Α和B 1-Φ_I Ν_Β中給定的一個之后，信道比較器408提供信號CMP到信道多路復用器414，以指示
選定的信道。信道多路復用器414因此提供選定的信道作為輸出FLT1，該FLTl具有與第一數字濾波器402和第二數字濾波器404中對應于雙相位調制信道B 1-Φ_ I Ν_Α和B 1-Φ_Ι Ν_Β中選定的一個的那個數字濾波器關聯的輸出。雙相位調制信道B 1-Φ_I Ν_Α和B 1-Φ_Ι Ν_Β中的另一個因此被丟棄，并且不被前導碼檢測器400進一步處理。
[0067]在圖9的示例中，前導碼檢測器400還包括第三數字濾波器416，該第三數字濾波器416被配置為評估對應于選定的信道的輸出信號FLT1。類似于之前在圖2的示例中所描述的，第三數字濾波器416可以被配置為FIR濾波器，該FIR濾波器包括用與雙相位調制信道爪_八和IN_B的邏輯轉換關聯的抽頭權重(例如在圖3和圖5的示例中所示的)預編程的濾波器抽頭。第三數字濾波器416可以因此被配置為放大信號FLTl的峰值，以提供對輸出信號FLTl的放大和進一步濾波。閾值生成器410也被配置為生成閾值信號THRESH_2，該閾值信號THRESH_2可以基于雙相位調制信道B 1-Φ_ I Ν_Α和—B 1-Φ_ I Ν_Β中的至少一個(例如，選定的信道)的數字樣本，例如基于先前描述的公式2。因此，閾值信號THRESH_2和輸出信號FLT2可以被提供到前導碼比較器418，用于檢測和/或確定雙相位調制信道爪_八和IN_B中選定的一個的周期的對齊，如先前在圖1-5的示例中所描述的。
[0068]因此，通過選擇雙相位調制信道B1-Φ_IN_A和B1-Φ_I N _B中的僅一個進行解碼，與對兩個雙相位調制信道進行解碼的通常的雙相位通信接收器系統相比，前導碼檢測器400可以節約處理資源(例如，減少MIPS)。此外，因為信道選擇是基于雙相位調制信道爪_八和IN_B之間較大的相對幅度，所以選定的信道離關聯的無線電力系統(無線電力系統300)的頻譜上的空區最遠，以確保足夠的幅度區別，以便正確地進行解碼。應當理解，在圖9的示例中的前導碼檢測器400是但僅是實現信道選擇以便僅對單個雙相位調制信道進行解碼的方式的一個示例，并且可以實現基于各信道之間的相對幅度的其他實施方式。此外，雖然沒有在圖9的示例中示出，但是前導碼檢測器400也可以包括同步控制器，例如之前在圖6的示例中所描述的同步控制器250，以調整相應的雙相位通信接收器系統中的關聯的ADC的采樣速率。
[0069]前導碼檢測器400不限于圖9的示例。作為一個示例，信道比較器408可以被配置為直接比較雙相位調制信道B I _Φ_ I Ν_Α和B 1-Φ_Ι Ν_Β，而不是相應的第一數字濾波器402和第二數字濾波器404的輸出。作為另一個示例，由信道多路復用器414選擇的信道不限于相應的第一數字濾波器402和第二數字濾波器404的輸出信號FLT1_A和FLT1_B。例如，前導碼檢測器400可以用耦合到第一數字濾波器402和第二數字濾波器404的相應輸出的兩個這樣的數字濾波器416 (例如，具有在圖5的示例中所示的抽頭權重)替換第三數字濾波器416。因此，信道多路復用器414可以在相應的輸出FLT2_A和FLT2_B之間進行選擇，使得信道多路復用器414的輸出FLT2被直接提供到前導碼比較器418。因此，前導碼檢測器400可以用多種方式配置。
[0070]根據上面描述的前述結構和功能特征，參照圖10將更好地理解某些方法。應當明白和理解，在其他實施例中，所示的動作可能以不同的順序發生和/或與其他動作同時發生。而且，并非需要所有的所示特征來實現方法。
[0071]圖10示出檢測雙相位調制信號的前導碼的方法450的示例。在452處，以采樣速率對雙相位調制信號進行采樣，以生成雙相位調制信號的連續數字樣本。采樣速率可以是由ADC對大約2kHz的數據信號進行8倍過采樣，例如采樣速率大約是16kHz。可以基于雙相位通信接收器系統和關聯的接收器之間的檢測到的時鐘頻率失配來調整ADC的采樣速率。在454處，連續數字樣本中的每一個被迭代地移位到FIR濾波器中，該FIR濾波器包括具有抽頭權重的濾波器抽頭，這些抽頭權重包括與雙相位調制信號的前導碼的至少一個周期關聯的值。濾波器抽頭可以被布置為基本上類似于圖4的示例。FIR濾波器也可以被配置為兩級濾波器系統，該兩級濾波器系統包括具有用與雙相位調制信號的邏輯轉換關聯的抽頭權重編程的濾波器抽頭的第二 FIR濾波器，以提供對第一 FIR濾波器的輸出進行更大濾波和放大。
[0072]在456處，基于在每次迭代時相對于濾波器抽頭的相應真子集數學評估數字樣本中已經被迭代地移位到FIR濾波器中的真子集來生成FIR濾波器的輸出。對真子集的數學評估可以基于在每次迭代期間相對于前一輸出值剛被移入的、剛被移出的和在每一個邏輯轉換處的數字樣本的評估，例如由公式I提供。FIR濾波器的輸出可以基于雙相位調制信號的前導碼與濾波器抽頭的對齊來提供峰值最大值。在458處，將FIR濾波器的輸出與閾值進行比較。閾值可以被生成為數字樣本的移動平均值，例如以補償雙相位調制信號的幅度變化。FIR濾波器的輸出可以是借助閾值的來自第二 FIR濾波器的輸出。該比較可以發生在信道選擇控制器的下游，該信道選擇控制器被配置為基于各信道的較大相對幅度來選擇兩個雙相位調制信道中的一個，以便進行解碼。在460處，響應于FIR濾波器的輸出大于閾值，檢測雙相位調制信號的前導碼，以便對雙相位調制信號進行解碼。之后，雙相位調制信道可以通過雙相位信號解碼器正確地進行解碼。
[0073]本發明所涉及的本領域技術人員將理解，可以對所描述的示例實施例進行修改，并且在本發明的范圍內，許多其他實施例是可能的。
【權利要求】
1.一種用于檢測雙相位調制信號的前導碼的方法，所述方法包括: 以采樣速率對雙相位調制信號進行采樣，從而生成所述雙相位調制信號的連續數字樣本； 迭代地將所述連續數字樣本中的每一個移位到無限沖擊響應濾波器即FIR濾波器中，所述FIR濾波器包括濾波器抽頭，所述濾波器抽頭具有包括與所述雙相位調制信號的所述前導碼的至少一個周期關聯的值的抽頭權重； 基于在每次迭代時相對于所述濾波器抽頭的相應真子集數學評估所述數字樣本中已經被迭代地移位到所述FIR濾波器中的真子集，生成所述FIR濾波器的輸出； 將所述FIR濾波器的輸出與閾值進行比較；以及 響應于所述FIR濾波器的輸出大于所述閾值，檢測所述雙相位調制信號的所述前導碼，以便對所述雙相位調制信號進行解碼。
2.根據權利要求1所述的方法，其中迭代地移位所述連續數字樣本中的每一個包括迭代地將所述連續數字樣本中的每一個移位到第一 FIR濾波器中，并且其中生成所述FIR濾波器的輸出包括生成所述第一 FIR濾波器的輸出，所述方法進一步包括在每次迭代時將所述第一 FIR濾波器的輸出移位到第二 FIR濾波器中，從而生成第二輸出，所述第二輸出基本上補償與所述雙相位調制信號關聯的噪聲，比較所述FIR濾波器的輸出包括將所述第二FIR濾波器的輸出與所述閾值進行比較。
3.根據權利要求2所述的方法，其中將所述第一FIR濾波器的輸出移位到所述第二FIR濾波器中包`括將所述第一 FIR濾波器的輸出移位到包含如下一組抽頭權重的所述第二FIR濾波器中，該組抽頭權重具有與每一個交替邏輯轉換處的抽頭關聯的非零值和與剩余抽頭關聯的零值。
4.根據權利要求1所述的方法，其中生成輸出包括相對于與所述雙相位調制信號的所述前導碼的邏輯轉換關聯的相應濾波器抽頭評估被移位到所述FIR濾波器中的新數字樣本、被移位出所述FIR濾波器的數字樣本以及被移位到所述相應濾波器抽頭的數字樣本，并且將評估的和加到所述FIR濾波器的輸出的前一值。
5.根據權利要求1所述的方法，其中確定檢測到所述雙相位調制信號的所述前導碼包括響應于所述FIR濾波器的峰值最大值輸出中的一個大于所述閾值而確定所述雙相位調制信號的所述前導碼與所述濾波器抽頭對齊，所述方法進一步包括: 對多個連續峰值最大值輸出中的每一個之間的所述數字樣本進行計數，以檢測所述雙相位通信接收器系統和關聯的發射器之間的時鐘頻率失配； 生成指示檢測到的失配的幅值的信號；以及 調整所述采樣速率以收斂到所述關聯的發射器的時鐘頻率。
6.根據權利要求1所述的方法，其中對所述雙相位調制信號進行采樣包括以所述采樣速率對第一雙相位調制信道和第二雙相位調制信道進行采樣，以生成第一連續數字樣本和第二連續數字樣本，其中迭代地移位所述連續數字樣本中的每一個包括迭代地將所述第一連續數字樣本移位到第一 FIR濾波器和第二 FIR濾波器中，所述方法進一步包括: 將所述第一 FIR濾波器的輸出與所述第二 FIR濾波器的輸出進行比較； 基于所述第一和第二雙相位調制信道的相對信號幅度來選擇所述第一和第二雙相位調制信道中的一個，以便由所述雙相位信號解碼器進行解碼；以及響應于該選擇而丟棄所述第一和第二雙相位調制信道中的另一個。
7.一種雙相位通信接收器系統，其包括: 模數轉換器，即ADC，其被配置為對雙相位調制信號進行采樣，從而生成所述雙相位調制信號的數字樣本； 雙相位信號解碼器，其被配置為基于所述數字樣本對所述雙相位調制信號進行解碼；以及 前導碼檢測器，其包括數字濾波器，所述數字濾波器被配置為評估所述數字樣本以生成輸出并且基于該輸出檢測所述雙相位調制信號的前導碼以便對所述雙相位調制信號進行解碼。
8.根據權利要求7所述的系統，其中所述數字濾波器被配置為有限沖擊響應濾波器即FIR濾波器，所述FIR濾波器包括一組抽頭權重，該組抽頭權重包括與所述雙相位調制信號的所述前導碼的至少一個周期關聯的值。
9.根據權利要求8所述的系統，其中該組抽頭權重被布置為多個第一值+1和相應的多個第二值-1的交替模式，其中所述第一和第二值中的每一個對應于被遞增地移位到所述FIR濾波器中的所述數字樣本中的相應一個。
10.根據權利要求8所述的系統，其中所述FIR濾波器被配置為通過如下步驟評估所述數字樣本從而生成所述輸出:在每次迭代時，針對所述輸出的前一值，加上被移位到所述FIR濾波器中的 新數字樣本的相應抽頭權重積，減去被移位出所述FIR濾波器的最后一個數字樣本的相應抽頭權重積，并且加上或減去被移位到與所述雙相位調制信號的所述前導碼的邏輯轉換關聯的相應濾波器抽頭的數字樣本的相應抽頭權重積。
11.根據權利要求7所述的系統，其中所述數字濾波器被配置為包括第一數字濾波器和第二數字濾波器的兩級濾波器，所述第二數字濾波器被配置為對所述第一數字濾波器的輸出進行采樣，以放大和進一步過濾所述第一數字濾波器的輸出，從而基本上補償與所述雙相位調制信號關聯的噪聲。
12.根據權利要求11所述的系統，其中所述第一和第二數字濾波器被配置為有限沖擊響應濾波器即FIR濾波器，其中所述第一數字濾波器包括一組抽頭權重，該組抽頭權重包括與所述雙相位調制信號的所述前導碼的至少一個周期關聯的值，并且其中所述第二數字濾波器包括一組抽頭權重，該組抽頭權重包括與每一個交替邏輯轉換處的抽頭關聯的非零值和與剩余抽頭關聯的零值。
13.根據權利要求7所述的系統，其中所述數字濾波器的輸出具有峰值最大值，所述峰值最大值對應于所述雙相位調制信號的所述前導碼的周期和與所述數字濾波器關聯的預編程的濾波器抽頭的對齊；并且其中所述前導碼檢測器包括同步控制器，所述同步控制器被配置為檢測所述峰值最大值并且對多個連續峰值最大值中的每一個之間的所述數字樣本進行計數，以檢測所述雙相位通信接收器系統和關聯的發射器之間的時鐘頻率失配，所述峰值檢測器被配置為基于檢測到的失配來調整所述ADC的采樣速率。
14.根據權利要求13所述的系統，其中所述同步控制器包括比例/積分環路控制器，所述比例/積分環路控制器被配置為生成與檢測到的失配的幅值成比例的表示對所述ADC的采樣速率的調整量的信號，從而調整所述ADC的采樣速率以收斂到所述關聯的發射器的時鐘頻率。
15.根據權利要求7所述的系統，其中所述前導碼檢測器進一步包括前導碼比較器，所述前導碼比較器被配置為將所述數字濾波器的輸出與閾值進行比較，響應于所述前導碼比較器確定所述數字濾波器的輸出大于所述閾值而檢測到所述雙相位調制信號的所述前導碼的周期；并且其中所述前導碼檢測器進一步包括閾值生成器，所述閾值生成器被配置為將所述閾值生成為具有基于所述數字樣本的幅度的移動平均值。
16.根據權利要求7所述的系統，其中所述雙相位調制信號包括第一雙相位調制信道和第二雙相位調制信道，所述雙相位調制通信接收器系統進一步包括信道選擇控制器，所述信道選擇控制器被配置為基于所述第一和第二雙相位調制信道的相對信號幅度來選擇所述第一和第二雙相位調制信道中的一個，以便由所述雙相位信號解碼器進行解碼，所述信道選擇控制器被進一步配置為響應于該選擇而丟棄所述第一和第二雙相位調制信道中的另一個。
17.根據權利要求16所述的系統，其中所述前導碼檢測器包括所述信道選擇控制器，其中所述數字濾波器包括與所述第一雙相位調制信道關聯的第一數字濾波器和與所述第一雙相位調制信道關聯的第二數字濾波器，所述信道選擇控制器包括信道比較器，所述信道比較器被配置為將所述第一數字濾波器的輸出與所述第二數字濾波器的輸出進行比較，以選擇所述第一和第二雙相位調制信道中的所述一個。
18.根據權利要求17所述的系統，其中所述前導碼檢測器包括至少一個附加數字濾波器，所述至少一個附加數字濾波器被配置為對所述第一和第二數字濾波器中的至少一個的輸出進行采樣，以放大和進一步濾波所述第一和第二數字濾波器中的所述至少一個的輸出，從而基本上補償與所述雙相位調制信號關聯的噪聲。
19.一種包括權利要求1所述的雙相位通信接收器系統的無線電力系統，所述無線電力系統包括: 無線充電器，其包括接收器，所述接收器被配置為監控與初級電感器關聯的初級電流，所述接收器包括權利要求1所述的雙相位通信接收器系統；以及 便攜式電子設備，其包括發射器，所述發射器被配置為將所述雙相位通信信號調制到與次級電感器關聯的次級電流上，所述初級電感器和次級電感器共同形成隔離變壓器，所述隔離變壓器被配置為將能量從所述初級電感器傳輸到所述次級電感器以在所述便攜式電子設備中生成電壓。
20.一種雙相位通信接收器系統，其包括: 信道選擇控制器，其被配置為將與雙相位調制信號關聯的第一雙相位調制信道的幅度和第二雙相位調制信道的幅度進行比較，所述信道選擇控制器被進一步配置為基于所述第一和第二雙相位調制信道的相對幅度來選擇所述第一和第二雙相位調制信道中的一個以便進行處理，并且丟棄所述第一和第二雙相位調制信道中的另一個； 前導碼檢測器，其被配置為檢測選定的雙相位調制信道的前導碼；以及 雙相位信號解碼器，其被配置為對選定的雙相位調制信道進行解碼。
21.一種雙相位通信接收器系統，其包括: 模數轉換器，即ADC，其被配置為對雙相位調制信號進行采樣，從而生成所述雙相位調制信號的數字樣本 ； 雙相位信號解碼器，其被配置為基于所述數字樣本對所述雙相位調制信號進行解碼；前導碼檢測器，其包括有限沖擊響應濾波器即FIR濾波器，所述FIR濾波器包括具有預編程抽頭權重的濾波器抽頭，借助所述抽頭權重評估所述數字樣本以生成具有峰值最大值的輸出，所述峰值最大值對應于所述雙相位調制信號的前導碼的周期與所述濾波器抽頭的對齊；以及 同步控制器，其被配置為基于所述峰值最大值來檢測所述雙相位通信接收器系統和關聯的發射器之間的時鐘頻率失配，并且基于檢測到的失配來調整所述ADC的采樣速率，從而基本上補償所述 雙相位通信接收器系統和關聯的發射器之間的所述時鐘頻率失配。
【文檔編號】H04L27/22GK103782559SQ201280041218
【公開日】2014年5月7日 申請日期:2012年6月25日 優先權日:2011年6月23日
【發明者】E·G·奧廷格 申請人:德克薩斯儀器股份有限公司