專利名稱：數據傳輸信道的估計的制作方法
技術領域：
本發明涉及數字信息的傳輸技術領域。特別是涉及數據通信系統中信道估計。
背景技術：
在已經廣泛應用的數據通信設備中，由于傳輸介質的存在，接收數據都必然會產生碼間干擾(ISI)。 從低速的話音頻帶的調制解調器到高速寬帶的網間設備(如電視網)都需要具備對傳輸介質進行補償的均 衡器以提高數據傳輸質量減少誤碼率。為了要實現對傳輸信道的均衡就需要知道信道的特性，即信道的脈 沖響應。數據傳輸系統中的時域信號可以表示如下
S(t) g(t)=X(t)
S(t)是發送信號 g(t)是信道脈沖響應 X(t)是接收信號 (8>表示巻積
雖然可以預知發送信號和接收信號，但不能簡單的獲得信道參數，因為
g(t)"(t)/S(t)
這就使得在接收端欲知信道參數成為一個很復雜的問題。至今仍有許多專家學者把它作為研究課題進行深 入探討研究。傳統的解決辦法是采用時延均衡器結構，經典的方法是使輸入信號與判決誤差相關調節均衡 器的抽頭系數。它在傳輸數據之初利用訓練序列使用逐次迭代法使其收斂。這種技術已經在話音頻帶的調 制解調器中使用很長時間了。目前廣泛應用并大力發展的電視傳播網中，利用訓練序列或導頻進行信道估 計和均衡。其中有把訓練序列的已知信號從時域變為頻域，再把接收到的畸變的時域信號也變成頻域信號, 兩者在頻域相除后再變為時域，從而最后得到時域信道參數。在頻域中
S(f)xg(f)=X(f)
上式在頻域中的乘法是算術運算，這里可以使用算術的除法進行反算。
g(f)=X(f)/S(f)
為了實現均衡還需要把頻域再變成時域信號。因為對傳輸信道進行補償是使用時延均衡器。
目前采用的這些技術和方法存在很多問題和不足。首先是收斂慢、訓練時間長，尤其是逐次迭代的方 法需要一步一步的調節才能收斂，為了保證精度一次調節不能太大。其次是算法程序復雜，實現信道估計 的方案、數學式都比較繁瑣，特別是時域和頻域相互轉換更顯得步驟多。第三是調節精度差，眼圖睜開度 不理想。以逐次迭代法為例，它的調節精度不可能很好，否則調節的太慢而不能適應。第四是收斂條件局 限，超出此局限將產生信道估計錯誤均衡器發散使得系統不能正常工作。或者超出此局限使判決生成錯判, 進而產生擴散循環往復最終形成發散。除此"卜還有神經網絡均衡，這不僅需要大量的接收數據即占用很 長的接收時間而且需要復雜的運算過程。這種方法即廢時又廢工、時間長效率低，在一般情況不被考慮。 綜上所述，這些技術使用的方法復雜、運算量大、收斂慢、效率低，其原因就在于不能直接簡便快捷的獲 得信道參數。由此可知研究一種即簡單、快速、又準確、有效的獲得信道參數的信道估計^是非常迫切 需要解決的重要課題。

發明內容
本發明提供一種利用訓練序列對數據傳輸信道進行估計的方法。它可以快速、準確的獲得信道參數， 解決現有的一些相應技術存在的訓練時間長M慢、算法復雜、精度差的一些問題。
本發明使用一種特殊碼型的訓練序列。它由發送端的訓練序列產生器生成，可以在正式傳送數據之前
也可以在傳送數據之間發送這Ht殊碼型的序列，當然如果有條件也可以在接收數據中提取這種碼型。對于頻帶調鎦J解調器數據傳輸系統的基本框圖如圖一所示。訓練序列由發送端產生，經過信道傳輸到達接收 端，在信道估計器中對信道參數進行估計。信道估計器獲得信道參數后調節信道均衡器實TO傳輸信道均 衡從而減少碼間干擾。這個特殊碼型的訓練序列具有的特征是首先這個特殊碼型是由若干段碼組組成， 全部序列包含的段數決定于信道狀況，在沒有干擾的情況下理論上每次估計只需要兩段碼組，考慮實, 況信道干擾嚴重則需要更多段碼組。其次這個特殊碼型是由連續的正負相間的碼元組成，每段內的碼元嚴 格的正負相間，不能連續的出現正值或負值。第三每段內的碼元幅度的絕對值相同，即碼元的幅度值一樣 只是正負各異，即各段內幅度相同各段之間可能相同也可能有所不同。第四每段內的首位碼元即第一個碼 元的正負符號與比鄰的前一段的最后一個碼元的正負符號相同。這就意味著，每段內的碼元符號連續正負 相間不產生躍變，而在段與段之間的正負必需產生躍變。第五每段內包含的碼元個數決定于信道狀況，信 道畸變越嚴重則碼，該越多，碼元個數應等于或大于信道脈沖響應的個數。如果每段內包含的碼元個數 小于信道脈沖響應的個數，信道估計將產生錯誤。第六訓練序列是在基帶形成，它的速率是調制速率或符 號速率即波特率。它的每個碼元都和發送端正常發送的其他應用數據一樣經過同樣的信號處理具有同樣的 功率譜或波形形狀。在應用中為了操作和計算方便做如下選擇更為適宜，各段的碼元個數都設定一樣，而 且每段碼元的個數都取奇數，并以正鶴始以正值結尾，全部訓練序列中碼元幅度都相同，如果全部訓練 序列中碼元幅度取1,即整個序列各段內均為土l相間，這樣做在接收端就更便于計算操作。訓練序列的
結構如圖二所示。如果發送端是二維結構具有同相和正交分量，同相分量各段碼元幅度均為土a相間、正 交分量各段碼元幅度土b相間。對正交分量的其它要求與同相分量相同如上所述，此時發送端的發送數據 應是
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訓練序列由發送端經過信道傳輸到達接收端，接收數據就包含著信道參數信息。如果信道參數是 g,+ Jh, i=l、 2、 3、…
接收端的接收數據表示為
接收數據與發送數據和信道參數的關系則應該是發送數據與信道參數的巻積
<formula>formula see original document page 4</formula>
在訓練序列工作期間發送端的發送數據如(1)式所示，數據經傳輸信道到達接收端后，接收端的接收數 據如(2)式所示。為了信道參數估計的方便，通常是設定B=0則(2)式成為
<formula>formula see original document page 4</formula>因為在發送端發送了特定的訓練序列，它們從發送端經過傳輸信道到達接收端就攜帶著信道參數的信 息，訓練序列的特定性質使接收端的接收數據中包含的信道脈沖響應處于特殊的位置，在前后相鄰的接收 數據中所攜帶的信道脈沖響應的對應值絕大部分處于符號相反的位置上并可以正負抵消。正由于訓練序列 的上述的技術特征，在接收端將能夠采取很簡單的操作就可以計算出信道脈沖響應。將訓練序列期間相鄰
的接收數據兩兩相加再除以2a就可以準確的得到信道參數。同樣如果接收端是二維結構，在B=0的情況 下將同相和正交支路的相鄰接收數據兩兩相加再除以2a就可以準確的得到同相和正交的信道參數。如果
信道參數的估計值表示為
;+ 了;
信道參數的估計用下式計算2a 2fl
(4)
假定訓練序列各段的碼元的個數為奇數、每段都以正值開始以正值結尾、其中的A的幅度是土"、 B 的幅度b^0,某段的序列號的末位是第n位。信道的脈沖響應為g一,，g,，其長度為奇數。則
接收端的接收數據序列X是
X^-ag—, —…+ag—2+ag^—agQ+ag!—ag2+ag3—ag4+…一ag, X = _ag—,+ ... —ag一2+d+ag。—ag,+堪2—ag3+ag4— ... +ag,. x"+i=ag-,—…+a8-2—紹-i+ago+aSi—堪2+堪3—紹4+…—ag, x"+2= —ag-,十…—ag-2+堪-1—縛0+裙1+呢2 —呢3+堪4—…+a&
接收端的接收數據序列Y是
Y"一j-ah"—…+ah—2+81^—8110+31^—ah2+ah3_ah4 +…一ah,
Y = —ah_,.+
-ah—2十ah一j+aho —ah!+ah2 _ah3+ah4 —… +ah,
Y"+1=ah_,—…+ah—2—ah—!+8110+31^—ah2+ah3—ah4 + ... —ah,
Y"+2= —ah一, + ... —ahj+ah^—aho+8^+8112 _ah3+ah4—…+ah,
接收端收到上述的接收數據序列就可以很方便的計算出信道脈沖響應，也就是把這些接收數據兩兩相加再 除以2a即可得到，其中信道脈沖響應的g序列是
2a其中信道脈沖響應的h序列是
<formula>formula see original document page 6</formula>
如上所述可以清楚的說明經過接收數據兩兩相加的簡單運算就可以準確得到全部信道脈沖響應的值。 獲得信道脈沖響應就可以計算信道的初始失真
<formula>formula see original document page 6</formula> ——(5)
在接收端得到準確的信道參數后，可以有多種方法求解均衡器的抽頭系數，例如把信道脈沖響應代人 均衡器方程式就可以立即計算出時域均衡器的有效的抽頭系數使均衡器完全收斂。線性時域均衡器的框圖 表示在圖三，判決反饋均衡器的框圖表示在圖四。如果均衡器的輸出數據表示為
<formula>formula see original document page 6</formula>
均衡器輸入數據經過它的各個抽頭相加以后得到的均衡器輸出數據是
MM MM
采用本發明的訓練序列還可以計算均衡器輸出數據的失真，假定它們是 在訓練序列期間可以很容易的得到均衡器輸出數據的失真，它們可以通過下式計算 均衡器輸出數據的剩余失真
<formula>formula see original document page 6</formula>8)
本發明的技術方案與傳統的經典的及目前的技術相比有如下的特征，首先本發明對信道的估計以及用 估計值構成的均衡器與經典的逐次迭代均衡器相比本發明對信道的初始失真沒有限制條件而逐次迭代均 衡器為了保證收斂則有嚴格的限制。本發明在信道參數估計的運算過程中不存在對信道的初始失真有任何要求，均衡器的配置(抽頭系數)與判決無關而是由信道的脈沖響應直接計算出來。而逐次迭代均衡器抽 頭系數是依據判決誤差而調整的。它在每次調節時需要判決基本正確，如果初始失真太大則判決值就可能 超出正確判決的范圍而判錯，此時均衡器的抽頭系數就可能向錯誤方向調整，嚴重時會使均衡器發散。其 次本發明在信道參數估計和均衡器收斂速度上是逐次迭代均衡器以及其他任何均衡器都無法比的。本發明 理論上只用兩倍于信道失真所占用的時間即可把均衡器抽頭預置正確，考慮到其他因素可能需要稍長一些 的時間，但兩者相差懸殊是不可比的。第三本發明信道參數估計過程非常簡單所需的運算量很少。目前使 用的其它方法的信道參數估計過程復雜需要大量的程序運算，特別是某些估計方法使用的時域和頻域互相 變換、矩陣運算等本發明完全可以省掉。第四本發明可以算出信道初始失真、均衡器輸出的剰余失真，這 就可以很方便的清楚的知道傳輸信道的情況和本端接收機輸出數據的質量狀況。這里特別應該提起注意的 是本發明可以允許采用再均衡，即均衡器串聯。如果由于時延均衡器失真擴散而^m—個均衡器的剰余失 真太大，利用第一個均衡器輸出數據的失真值可以計算第二個均衡器參數組成第二個均衡HM續均衡，然 后計算第二個均衡器的剩余失真，如果該數值還不滿足要求還可以繼續均衡，直到最后的剰余失真滿足要 求為止。這樣就可以完全保證最后輸出數據的質量。第五本發明還可以用作為回波抵消裝置。因為回波抵 消裝置其原理與均衡器是相似的。作為回波抵消裝置與其他回波抵消裝置相比也同樣是簡單實用有效。


圖1示出了典型數據傳輸系統方塊圖，用以說明訓練序列和均衡器在數據傳輸系統中所處的位置和 作用。其中調制器和解調器在系統中若存在則是通帶傳輸，若不存在則是基帶傳輸。由于本發明是在基帶 處理，故調制器和解調器不在分析之列。
圖9示出了訓練序列的結構、組成。全部訓練序列由若干段碼組組成，每段碼組由若干正負相間的 碼元組成。
圖3示出了時域均衡器簡圖。這里只出示了一維時域均衡，二維情況不言而喻，只是兩組一維的重 復再加上相互交叉。圖中上邊連續的方框是時延線，時延線下方的小圓表示相乘器。全部時延線的相乘器 的輸出之和作為均衡器的輸出。
圖/i示出了判決反餓均衡器簡圖。同樣這里也只出示了一維時域均衡，二維情況同樣可以畫出不再 贅述。均衡器判決輸出的數據同時反饋到時延線的后半部分用以改善均衡器的性能。
具體實施例方式
傳輸系統可以是一維也可以是二維，為了簡便這里以一維為例具體說明實施方式，二維情況只要代人 以上敘述的二維公式即可。
步驟一 在發送端設計、安排發送訓練序列。數據傳輸信道估計的首要條件是在發送端設計正確的訓 練序列。它必須在符號速率(或調制速率)上形成正負相間的發送數據，為了在接收端便于計算便于操作 各段的碼元個數都設定一樣，而且每段碼元的個數都取奇數，并以正值起始以正值結尾。全部訓練序列中 碼元幅度取i,即整個序列各段均為土i相間，實際上這就形成各M據重復循環的序列。它的結構和組
成如圖二所示。每段序列的長度等于或大于信道脈沖響應的總 ，例如這里設定信道脈沖響應長度為7, 則訓練序列每段的數據長度等于或大于7,假定每段的碼元個數為9。根據這樣的設定每段的訓練序列都 相同，它們應是
1、 -1、 1、隱l、 1、 -1、 1、 -1、 1、
至于全部訓練序列由幾段組成，則要由整個傳輸系統和應用場合決定。假如噪音干擾大則應該多用幾段使 之重復循環，以便可以多利用幾段獲得的信道響應數據加以平均。這里只敘述傳輸信道估計和均衡方法不 討論噪聲干擾等因素，因此只用兩段數據作為代表進行分析，其他數據段重復循環完全一樣。
步驟二信道使傳輸數據產生畸變。這個步驟實際上是數據經過信道傳輸時自動生成的，為了說明全 過程把它的產生規律和結果也同時列舉出來。在圖一的數據傳輸系統中，被傳輸的數據必然會產生畸變，即產生碼間干擾。對于不同的傳輸介質和輸送線路長度產生畸變的程度是不一樣的，這可以用不同信道脈 沖響應表示。假定信道脈沖響應長度是7，則它可以表示如下
g-2g—1 go gl g2g3 g4
在信道上傳輸的數據，經過信道產生畸變后，也就是到達接收端的接收數據可以表示為
Xw = i= - 2 ~ 4， N=l、 2、 3、 4、…
其中N是發送數據的序列號。i是信道脈沖響應的序列號。因為訓練序列是按段循環重復，因此在接收端 的接收數據也應該是循環重復序列。如果某段的末位是第n位，現在把N= n以及n土7范圍內的接收數 據代入相應的信道參數g和發送數據(a=l)以后列出如下
X _7= —g—2+g—廣g0+gi+g2—g3+g4 X _6= g—2—g-+g廣g!+g2+g廣g4 X —5 = —g—2 +g—, —g0 +g! —g2 +g3 +g4
X" =g—2—g-,+go—gi+g2—g3+g4 X _3= —g_2 +g—! —g0 +gi —g2 +g3 —g4
2= g一廣g一!+g廣g!+g2—g3+g4 X"—1= g—2+g—1—go+gl—g2+g3—g4 X =—g_2 +g—, +g0 —g! +g2 —g3 +g4 X +1= g—2—g—i+80+8^2+83—g4 X +2= —g—2+g一l一g0+gi+g2—g3+g4 、3= g—2—g—1+go—gi+g2+g3—g4 X +4 = —g—2 —g0 +g, —g2 +g3 +g4
X +5= g-2—g—1+go—gi+g2—g3+g4 X +6 = —g—2 +g—, —g0 +g, —g2 +g3 —g4 X +7= g—2—g一!+go一gi+g2—g3+g4以上是接收端在訓練序列期間序列號位于n-7 ~ n+7范圍內的的接收數據序列。
步驟三計算信道脈沖響應。依據接收端在訓練序列期間的的接收數據序列可以用很簡單的方法獲得信 道參數。把接收數據序列中連續兩個接收數據兩兩相加再除以2就可以得到信道脈沖響應
(X" + X _7) x全=g2--------(3-1)
(X —5+X") 4 = g3--------(3-2 )
=g4--------(3—3 )
=0 --------(3—4 )
=0 --------(3—5 )
=g—2 -------(3—6 )
g_, -------(3—7 )
g0 -------(3—8 )
=g! -------( 3 —9 )
=g2 -------(3—10 )
=g3 -------(3—11 )
=g4 -------(3—12 )
=0 -------(3—13 )
=0 -------(3—14 )
從以上計算結果可知，3—5式至3—13式是一個周期，它包含了全部信道的脈沖響應。可以看出訓 練序列各個段的起始數據與前一段的末尾數據相加得到的是信道脈沖響應中心值，如果把所有的周期重復 的訓練序列都加以計算，則會重復出現這個周期的數值。可以利用多個周期的數值加以平均從而提高獲得 信道參數的可靠性，例如減少噪聲的干擾。
步驟四依據信道參數計算均衡器抽頭系數。在已經得到信道參數以后就可以采用多種方法計算出線 性均衡器或判決反饋均衡器的抽頭系數。這里的實例中采用均衡器方程計算判決反餓均衡器的抽頭系數。 對于線性均衡器只有線性部分就可以迎刃而解了。判決反饋均衡器有兩部分，其一是線性部分，其二是反 饋部分。如果均衡器有七級，其中抽頭系數0、 -1、 -2是線性部分，抽頭系數l — 4是反餓部分，它的方
程式如下
1 _ 2
+
4
X
1 I 2
+
3
X
112
+
X
112
X
+
IT
X
1 I 2
1 I 2
+
X
1 I 2
+
X
+1
X
1 I 2
+
2
X
112
12
+
+
X
+
+
X
1 I 2
X
1 I 2
X
6
+
5
+
X
+
Xg0C_2 + g一,C—, + g—2C0 = 0 ——(4—1)
g,C—2 + g0C—i + g一， C。 = 0 ------ (4—2 )
g2C_2 + glC_, + goCQ = 1 ------ (4—3 )
g3C_2 + g2C—, + glCfl + = 0 ------ (4—4 )
g4C—2+ + g2C。 + C2 = 0 ---- (4—5 )
g4C—, + g3CQ + C3 = 0 ------ (4—6 )
g4C0 + C4 = 0 ------ (4—7 )
巳知上述聯立方程式中g的值就可以很容易的解出判決反饋均衡器各抽頭系數C的值，從而快速、準確 的完成均衡器的配置，使之快速收斂。
步驟五輸出接收數據并計算剩余失真。均衡器的抽頭系數一次賦予正確數值后，就可以立即獲得均 衡器在訓練系列期間的輸出數據。其公式
欲
還可以計算出信道的失真和均衡器輸出的剩余失真。信道失真可以用以上得到的信道參數g代入下式計算。 R0 = 2>2 + (卜g。 )2
均衡器的剰余失真則應該用均衡器輸出的失真計算。該失真值也可以很方便的獲得，即在訓練序列期間把 均衡器的輸出I的序列連續相鄰的數值兩兩相加再取其一半，這也和獲得信道失真一樣，就可以準確的獲 得均衡器輸出數據的失真。
&=(4"+/"+1")|Z= —4、 -3、…0、…7、 8、 將其代人計算失真的公式即可算出均衡器的剩余失真
及-E《+("0)2
值得注意的是均衡器之后的失真其長度要比均衡器之前增加近一倍，所以訓練序列的周期要有足夠的長 度，否則計算出來的數值會有折疊，從而產生錯誤。把系統最后的輸出數據的失真代入失真公式就可以計 算出整個接收系統的剰余失真，不言而喻在此同時也就可以明確的了解整個接收系統的接收質量。
權利要求
1、一種利用訓練序列進行信道估計的方法，其特征在于發送端發送由各段正負相間的發送數據組成訓練序列、在接收端對訓練序列中相鄰的接收數據進行兩兩相加等運算獲得信道脈沖響應，實現對數據傳輸信道參數的估計。
2、 如權利要求1所述的訓練序列，其特征在于訓練序列由若干數據段而組成、每段由連續的正負相間的 碼元組成。訓練序列包含的段數視信道狀況而定，信道干擾越大則包含的段數越多。
3、 如權利要求1所述的訓練序列，其特征在于訓練序列中各段內的碼元的幅度都相同，只是正負各異。
4、 如權利要求1所述的訓練序列，其特征在于訓練序列中各段首位碼元的正負符號與其比鄰的前段的末 位碼元的正負符號相同。
5、 如權利要求1所述的訓練序列，其特征在于訓練序列中各段碼元個數應等于或大于信道脈沖響應的個 數。
6、 如權利要求1所述的訓練序列，其特征在于它是在基帶生成，速率是符號速率或調制速率(波特率)。
7、 如權利要求1所述的信道估計，其特征在于接收端將訓練序列中的相鄰接收數據連續的進行兩兩相加 并除以該相加的未產生畸變的原發送數據之和就可以獲得信道脈沖響應。
全文摘要
本發明公開了一種簡單有效的數據傳輸信道估計的方法，屬于數字信息傳輸技術領域。所述方法是在發送端發送一種訓練序列、在接收端對訓練序列的接收數據進行計算從而獲得信道參數。它在發送端發送一種由若干數據段組成的訓練序列，每段由簡單的正負相間的碼組組成。在接收端對訓練序列中相鄰的接收數據進行兩兩相加等簡單的計算即可準確地得到信道脈沖響應。依據信道參數可以方便的計算時域均衡器的抽頭系數實現均衡，從而有效地減少由于傳輸信道引起的碼間干擾。它一次置成均衡器的抽頭系數，不需要逐次迭代調整，均衡收斂快。它沒有初始失真的要求條件，均衡能力強。它對信道估計的算法簡單、運算量少、容易實現。它還可以方便的計算均衡器輸出的剩余失真，用串聯再均衡的方式確保接收數據的精度，均衡質量高。這種方法也可以應用在回波抵消。
文檔編號H04L25/02GK101621486SQ200910162498
公開日2010年1月6日 申請日期2009年8月7日 優先權日2009年8月7日
發明者溫炳華 申請人:溫炳華