專利名稱：：慮及多載波系統中的自動增益控制的輸出處的不連續性的效應的設備和方法
技術領域：
：本發明涉及慮及多載波無線系統中的自動增益控制(AGC)的設備和方法，且更具體來說，涉及調整組合系數以慮及AGC，組合系數用于在交錯濾波器中組合導頻音調交錯以用于確定信道估計。
背景技術：
：正交頻分多路分用(OFDM)為一種數字調制方法，其中信號被拆分成在相互正交的不同載波頻率的若干窄帶信道。這些信道有時被稱為副帶或副載波。在一些方面中，除調制且解調信號的方式以外，OFDM類似于常規頻分多路分用(FDM)。OFDM技術的一個優點在于其減少信號傳輸中的信道和符號之間的干擾或串擾的量。然而，在許多OFDM系統中，時變且頻率選擇性衰落信道成為問題。為了慮及時變且頻率選擇性衰落信道，使用信道估計。在相干檢測系統中，嵌入于每一OFDM符號的數據中的參考值或"導頻符號"(還被簡單地稱為"導頻")可用于信道估計。可使用信道估計中的導頻來實現時間和頻率追蹤。舉例來說，如果每一OFDM符號由N數目個副載波和P數目個導頻組成，則N-P數目個副載波可用于數據傳輸且P數目個副載波可經指派給導頻音調。所述P數目個導頻有時均一地散步在N個副載波上，使得每兩個導頻音調由N/P-l個數據副載波分離(或換句話說，每一導頻每隔N/P個副載波而出現)。OFDM符號內和按時間出現的若干符號上的副載波的此均一子集被稱為交錯。在應用的一個領域中，OFDM例如通過僅前向鏈路(FLO)、數字視頻廣播(DVB-T/H(陸地/手持式))和整合服務數字廣播(ISDB-T)標準而用于數字廣播服務。在這些無線通信系統中，預期依據信道抽頭(tap)數目(即，樣本數目或用于表示所接收信號的信道的有限脈沖響應(FIR)濾波器的"長度")的關于顯著能量、路徑增益和路徑延遲的信道特征在時間周期上相當顯著地改變。在OFDM系統中，接收器通過適當地選擇OFDM符號邊界(即，窗口時序的校正)以最大化在快速傅立葉變換(FFT)窗口中所俘獲的能量來響應于信道分布的改變。在OFDM接收器中，接收器中的信道估計塊進行緩沖且隨后處理來自多個OFDM符號的導頻觀察較為常見，其導致具有較好噪聲平均且慮及較長信道延遲擴展的信道估計。此通過在被稱為時間濾波單元的單元中將來自連續定時OFDM符號的信道觀察組合成較長信道估計來實現。較長信道估計一般可導致較穩健的時序同步算法。然而，自動增益控制(AGC)可限制交錯組合的性能。具體來說，AGC在信道中引入不連續性，進而不利地影響交錯組合，其中嚴重性隨著組合較多交錯而增加，尤其例如在DVB和ISDB系統中。AGC對交錯的組合的不利效應相應地使信道估計降級。
發明內容根據本發明的一方面，揭示一種用于在通信系統的交錯濾波器中組合導頻交錯時針對自動增益控制的效應進行調整的方法。所述方法包括確定所應用自動增益控制的按照預定義時間規格化的規格化增益。另外，所述方法包括基于預定準則而確定用于交錯濾波器的兩個或兩個以上組合系數。最后，所述方法包括基于所述所確定的規格化增益而修改所述兩個或兩個以上組合系數中的每一者以產生經調整組合系數。根據本發明的另一方面，揭示一種用于無線收發器中的處理器。所述處理器經配置以確定所應用自動增益控制的按照預定義時間規格化的規格化增益。另外，所述處理器經配置以基于預定準則而確定用于交錯濾波器的兩個或兩個以上組合系數。最后，處理器經配置以基于所確定的規格化增益而修改所述兩個或兩個以上組合系數中的每一者以產生經調整組合系數。根據本發明的又一方面，揭示一種用于無線系統中的收發器。所述收發器包括處理器，所述處理器經配置以確定所應用自動增益控制的按照預定義時間規格化的規格化增益，基于預定準則而確定兩個或兩個以上組合系數，且基于所確定的規格化增益而修改所述兩個或兩個以上組合系數中的每一者以產生經調整組合系數。收發器還包括信道估計單元，所述信道估計單元包括交錯濾波器，所述信道估計單元經配置以利用經調整組合系數來確定信道估計。根據本發明的再一方面，揭示一種用于無線收發器中的設備。所述設備包括用于確定所應用自動增益控制的規格化增益的按照預定義時間規格化的裝置。所述設備還包括用于基于預定準則而確定用于交錯濾波器的兩個或兩個以上組合系數的裝置。最后，所述設備包括用于基于所確定的規格化增益而修改所述兩個或兩個以上組合系數中的每一者以產生經調整組合系數的裝置。根據本發明的另一方面，揭示一種計算機程序產品，其包含計算機可讀媒體。計算機可讀媒體包括用于確定所應用自動增益控制的按照預定義時間規格化的規格化增益的代碼。媒體還包括用于基于預定準則而確定用于交錯濾波器的兩個或兩個以上組合系數的代碼。媒體進一步包括用于基于所確定的規格化增益而修改所述兩個或兩個以上組合系數中的每一者以產生經調整組合系數的代碼。圖1說明根據本發明的示范性收發器的框圖。圖2為在特定OFDM標準中使用的示范性導頻音調錯開方案的圖表。圖3為組合圖2的示范性導頻音調錯開方案的導頻音調的視覺顯示的圖表。圖4說明在不具有自動增益控制的系統中的信道增益隨時間變化的曲線。圖5說明在采用自動增益控制的系統中的信道增益隨時間變化的曲線。圖6是用于確定慮及無線裝置中的自動增益控制時序的經調整組合系數的方法。圖7說明用于確定慮及無線裝置中的自動增益控制時序的經調整組合系數的設備。圖8說明展示慮及自動增益控制的系統相對于未慮及自動增益控制的系統的改進的性能特性的模擬的示范性曲線。具體實施例方式本發明論述用于在通信系統(例如，OFDM系統)的交錯濾波器中組合導頻交錯時針對自動增益控制的效應進行調整的設備和方法。所揭示的方法和設備實現在組合導頻交錯時由自動增益控制(AGC)引入的不連續性的效應的反轉。因此，改進了信道估計和因此的收發器性能。圖1說明根據本發明的示范性OFDM收發器或收發器的一部分的框圖。具體來說，圖1的系統可采用通過使用用于信道估計的導頻音調來進行時序調整的所揭示技術。系統100(可為收發器或一個或一個以上處理器、硬件、固件或其組合)如圖所示接收經傳輸的RF信號。前端處理塊102接收RF信號且執行包括模/數轉換、降頻轉換，和AGC(自動增益控制)單元103。AGC單元103可進一步包括低噪聲放大器(LNA)控制、數字可變增益放大器(DVGA)或其組合。在前端處理102和AGC103后，所得信號被發送到樣本服務器104，其實現用于取樣信號內的副載波的實際時序窗口(例如，FFT時序窗口)。隨后將樣本服務器106的輸出(其為同步數字信號)輸入到任選的頻率旋轉器106，其與頻率追蹤塊108—起且在頻率追蹤塊108的控制下操作以引起信號在頻率上的相位旋轉或相移以便進行頻率上的精細調整或校正。將來自樣本服務器104或頻率旋轉器106(如果利用的話)的信號發送到快速傅立葉變換(FFT)110，其執行信號的離散傅立葉變換。更特定來說，FFT110從導頻載波提取數據載波。將數據發送到解調器112以用于解調數據，且發送到后續解碼器114以用于根據所利用的任何合適編碼方案解碼數據。解碼器的輸出為由收發器裝置內的其它處理器、軟件或固件使用的位流。將由FFT110提取的導頻音調發送到導頻緩沖器116，其緩沖來自一個或一個以上OFDM符號的若干導頻交錯。根據本文中所揭示的實例，緩沖器116可經配置以緩沖用于組合交錯的多個交錯。經緩沖的導頻交錯由緩沖器116遞送到信道估計塊或單元118，其使用由發射器(未圖示)插入到數字信號的符號中的經交錯導頻音調來估計信道。如將進一步論述，信道估計產生將要用于時序追蹤的信道脈沖響應(CIR)A,"和將要用于由解調器U2解調信道數據的信道頻率響應A^。具體來說，信道脈沖響應(CIR)^u被遞送到時序追蹤塊120，其實現時序追蹤算法或方法以確定由樣本服務器104使用的用于FFT窗口的時序決策。系統100還包括例如數字信號處理器(DSP)的處理器121,處理器121與信道估計單元118通信且可用以實施各種處理操作，例如稍后將結合圖6的方法而論述的處理操作。如上文所提及，在用于OFDM系統的收發器中，信道估計單元或塊(例如，118)用于獲得用于解調數據符號的信道在每一載波k和OFDM符號時間n處的信道傳遞函數估計^M和用于時間追蹤中的對應信道脈沖響應(CIR)的估計4,"。具體來說，在DVB-T/H與ISDB-T兩種系統中，根據如由圖2中所說明的預定交錯錯開方案200來傳輸導頻音調，圖2說明用于第一較少載波k和符號時間n的方案。如圖2中可見，在給定符號時間"處，導頻音調p在每隔12個載波處插入以使得每OFDM符號"總共高達NK/12個導頻音調(例如，在圖3中的符號時間0處，可存在NK/12數目個導頻音調，其中載波0用于導頻音調；但符號的Nk/12-1具有錯開的導頻，例如圖2中的OFDM符號時間1、2和3)，其中NK為載波的總數。對于后續符號來說，導頻音調的插入基于時間0("=0)而偏移了3X(wmod4)個音調。因此，在符號1中，第一導頻音調在載波3處插入，在符號2中第一導頻音調在載波6處插入，以此類推。如進一步所說明，導頻音調/^n對于相應交錯w來說每隔/個載波而插入，其中在此實例中/等于12且1^=mod4(即，0^n《3)，其中mod表示模運算。因此，在四個OFDM符號(例如，OFDM符號時間0到3)后，圖案重復。舉例來說，圖2說明對于第一導頻(即，/=0)，交錯圖案對于m-0到3而錯開，如由分別插入于符號0、1、2和3中的四個導頻po，o、po,!、P0,2禾口P0,3可見。作為實例，在采用圖2中所說明的交錯的系統中的巳知信道估計算法通常以找到針對時間"的信道估計的配對方式組合來自七(7)個連續OFDM符號的導頻交錯，道。作為此組合的實例，圖3說明具有導頻音調的組合的進一步視覺表示的圖2中所示的導頻符號p的示范性交錯的圖表300。如所說明，舉例來說，對于/=0的第一導頻Pl,m，針對載波中的每一者在時間上組合(即，在時間上內插)。如圖3中可見，分別在載波3(即，3個載波的偏移(3Xnmod4)，因此相同tn+l交錯的一部分)和時間"十/和"d處的一對導頻(p(u)302、304被組合到如垂直箭頭所指示的符號時間"(在此實例中w為0)的時間。另外，經內插導頻音調306隨后可在頻率上與其它經內插導頻音調308或n時間OFDM符號210中現存的導頻音調一起內插，如由圖3中的水平箭頭所說明。可使用包括內插技術的任何己知技術來實現組合導頻音調。應進一步注意，可在頻域或時域中組合交錯，如下文將詳細闡釋。從理論觀點來說，組合的兩種策略(頻域或時域)得到恰好相同性能。然而，應注意，在時間上組合可在定點實施方案中對信道IFFT呈現較小應力(由于其較短)。在利用圖2和圖3中所說明的導頻散射方案中，所有可用的散射式導頻音調位置均用于組合導頻音調。結果，信道脈沖響應(CIR)覆蓋1/3的有用OFDM符號時間(4/3的最大保護)。用于組合交錯的導頻音調的第一策略使用濾波器在頻域中組合，如上文所提及。在頻域中組合導頻音調可如下面等式(1)中所示以數學方式表示為提供導頻音調估計<formula>formulaseeoriginaldocumentpage11</formula>(1)在以上等式(1)中，iVp為最終時域信道估計的長度，叫^-^為濾波器的濾波系數，且A^和A^分別為因果和非因果濾波器長度。應注意，記法[]4為簡略記法，其中下標4為模運算xmod4的暗示。為簡單起見，僅允許濾波對應于與濾波器輸出相同的交錯的導頻音調。換句話說，對于目前所揭示的實例，濾波器如圖3中所指示以垂直方式運作，其中Wc=iVne=3。根據此實例，濾波系數m^-^經選擇以實現在兩個導頻音調之間的線性內插且在下表1中展示。如表中可見，濾波系數有效地加權在此實例中在頻率上較接近于載波0(例如，k=l)的那些音調比遠離載波O的那些音調(例如，k=3)被給予較多權重的效應。<table>tableseeoriginaldocumentpage12</column></row><table>表1-線性內插的濾波系數應注意，較一般濾波器可通過復雜性的相應增加而并入來自其它交錯的導頻音調(即，還以對角線方式運作)。在進行濾波^M的IFFT后，在特定閾值以下的抽頭被設置為零，且在用2A^個零進行填零(在頻率上內插)后，進行FFT以到達最終的信道估計々M，其中iVp為最終時域信道估計的長度。雖然如上文所論述在頻域中組合交錯是直接的，但另一策略將在時域中組合交錯以用于僅前向鏈路(ForwardLinkOnly;FLO)系統，如以引用的方式明確并入本文中的第11/373,764號美國專利申請案中所涵蓋。在本實例中，舉例來說，可針對DVB-T/H和ISDB-TOFDM系統進行相同的時域組合。然而，歸因于DVB-T/H和ISDB-T系統中的四(4)個交錯(例如，參見圖1和圖2)，技巧略不同于FLO系統，其中僅兩(2)個交錯用于獲得"實際"和"多余"信道抽頭。在本實例中，例如用于DVB-T/H和ISDB-T系統中的4個不同交錯用于獲得完整信道脈沖響應(CIR)的4個區段。首先，進行每一交錯的導頻音調的IFFT。更具體地說，執行*(或者，對于交錯0為|+1)個導頻音調/^到WiL的填零，其中A^表示載波的數目，且A^表示在填零(即，用零擴展信號(或頻譜)而擴展時間(或頻帶)限制)后交錯在頻率上的長度。舉例來說，在DVB-H系統中，載波A^的數目為1705、3409或6817，其視操作模式而定。作為進一步實例，ISDB-T區段-0系統通常具有108、216或432個載波iV《，其視操作模式而定。舉例來說，在DVB-H系統中，交錯A^的長度為256或512或1024，其視操作模式而定。作為另一實例，ISDB-T系統將具有16或32或64的交錯長度，其視操作模式而定。在H個音調的填零后，進行IFFT以獲得每交錯的信道的時域估計&，其由以下等式(2)支配&"=^"1尸'.1]/奇、=|其=0,"^—琪中"^0(2)7VIL/=0i/"在準備將具有長度iV7i的時域交錯信道估計組合為具有長度的信道估計(其中A^=4iV/x)時，需要調整^的相位。因此，根據以下等式(3)調整信道估計lJ4r其中Z)^被稱為交錯緩沖器。因為每一交錯信道估計將用于四(4)個時間以用于計算在連續OFDM符號時間處的信道估計，所以緩沖^,m，從而需要用于目前所揭示的實例的至少7A^個復數存儲空間。交錯緩沖器可經組合以形成具有A^^4iV比的長度的時域信道估計止，。信道估計^,"隨后可如圖4中所說明被拆分成四個區段。四個"區段中的每一者具有A^的長度，其中可如由以下關系所證明從緩沖器獲得區段"中的每一者<formula>formulaseeoriginaldocumentpage13</formula>對于相同的濾波系數w,》此處獲得的時域信道抽頭簡單地為以上等式(1)的經組合導頻音調的IFFT。在時域中組合可簡單地看作一種對在頻率上組合的導頻音調實施離散傅立葉變換(DFT)的快速算法的方式。更特定來說，如下在恰好使用四個連續交錯且所有四(4)個濾波系數mw均為1的情況下導出等效性(稍后將考慮關于濾波的較一般情況)。隨后每一時間交錯L,m可看作通過下取樣和前移(在頻率上)而從頻域信道A,n獲得。因為頻率上的下取樣對應于時間上的混疊且頻率上的移位對應于時間上的相移，所以所屬領域的技術人員將了解，下文等式(5)中的以下關系支配。<formula>formulaseeoriginaldocumentpage13</formula>為了時域交錯組合的當前導出，假定信道為恒定的。因此，為了獲得從交錯&"返回的可如下根據等式(6)找到系數<formula>formulaseeoriginaldocumentpage14</formula>其可在以下情況下實現:<formula>formulaseeoriginaldocumentpage14</formula>其確保在等式(6)的線性組合中在^+,Wi,n^前面的系數合計為1且對于所有其它混疊，系數合計為零。如所屬領域的技術人員將認識到，因此ci/t目的解為通過進一步認識到比率^7=7，可從此解提取去斜和交錯緩沖器組合系數。用系數^^引入的額外濾波可看作僅對給定交錯操作，使得其在時域和頻域上為等效的(即，線性運算為可互換的)。根據目前所揭示的方法，經濾波的交錯隨后是在頻域還是時域中組合是相同的。因此，以上等式(4)可重寫為以下等式(9):<formula>formulaseeoriginaldocumentpage14</formula>其中在時域中內部和對應于交錯濾波且外部和對應于相位去斜和交錯組合。如上文所論述，用于組合導頻交錯的組合系數(在此描述中為m,"為恒定的，例如在上文表i中可見，其中系數在時間上被線性內插。然而，可根據不同準則/方法來選擇系數mw。舉例來說，可選擇系數以最小化在實際信道與信道估計之間的最小均方差(MMSE)。應注意，根據MMSE準則而設計交錯濾波器的組合系數利用衰退過程的時間相關(時間相關在頻域和時域中是相同的)。用于MMSE交錯估計器的示范性導出如下。所觀察的導頻音調Z^被假定為:;"一3二"^t,"一3+7^,"-3,(10)其中Wo為載波A:在時間w處的復數信道系數且^"為復數加成性白色高斯噪聲(AWGN)。為簡易起見，應注意在此論述中忽略偽隨機二元序列(PRBS)擴頻。接著組合觀察以形成以下估計A,"—3二m么應注意此可被容易地擴展到更多導頻音調和其它時間偏移。然而，為實現此實例的目的，假定完全了解針對/^"的過程的二階統計。因此，—"~^(12)其中~。為在時間偏移/處的衰退過程的經規格化的自相關度，E表示預期值，且c/為載波噪聲比。通過應用如下等式(13)中所說明的正交性原理五=0(13)此產生以下等式(14)以找到系數m'm十+冊(-3)r朋(l)].1"冊(4).C(14)其中I為2X2單位矩陣。當組合交錯時，不管是在頻域中還是在時域中，歸因于在當前nOFDM符號處的導頻音調與先前交錯之間的相移，特定時序調整是必需的。舉例來說，已知精細時序追蹤15算法在樣本服務器處推遲或前移FFT窗口的位置(將稍后論述)。這些時序調整對應于頻域中的相移且因此影響信道估計在時間w處的導頻音調，其與先前交錯相比具有相移，且因此，信道估計應經配置以校正此相移以組合交錯緩沖器。FFT窗口的前移或推遲還可被稱為對OFDM符號的取樣的前移或推遲。無論選擇用以確定組合系數的何種方法，在OFDM系統中，自動增益控制(AGC)均可限制交錯組合的性能。作為視覺實例，圖4說明在不具有自動增益控制(AGC)的情形下的信道增益的曲線。在不具有AGC的情形下，信道增益的曲線平滑地改變。當在接收器中利用AGC時，例如AGC103,接收器的增益經調整以使得在一個符號內(或更準確地說，在FFT窗口內)的樣本具有大致恒定的功率。此增益調整(可包括模擬級(如低噪聲放大器，LNA)和/或數字級(如數字可變增益放大器，DVGA))使接收器能夠在調整后在塊中用較少位來操作，因為信號的動態范圍被減小。如從圖5可見，圖4的平滑地改變的信道被"截斷"為具有由AGC引起的不連續性的段。此外，AGC對信道估計的此效應更多地被宣稱為被組合的更多交錯。然而，應認識到，如果由AGC引入的不連續性被"反轉"或否定，則接收器在組合交錯時的性能得到改進。此可通過改變組合系數^a以反轉AGC的效應而最有效地實現。在數學方面，在任一接收器中的導頻觀察可由以下等式表示A,=g,(15)其中g(n)為在時間n處的AGC增益(例如，經組合的LNA/DVGA)且Z^表示在不具有AGC的情形下的理論導頻觀察。可進一步將值4,界定如下H+7m，(16)其中^t,"為載波k在時間"處的實際復數信道系數且^"為復數加成性白色高斯噪聲(AWGN)。因此，信道估計塊中的交錯組合濾波器根據下文等式(17)對AGC經調整的觀察操作以便規格化AGC增益。、(附)(17)16如此等式中可見，通過將用于第w個交錯的導頻音調和用于符號時間n的AGC增益g(n)與用于交錯w的AGC增益g(m)的比相乘而實現此規格化。出于本發明的目的，g(n)與g(m)的比被稱為規格化增益，其用以按照預定義時間n來規格化AGC增益。應注意，對于上文關系(17)來說，在一個實例中，可在用于DVB或ISDB系統的7個交錯組合方案的例子中根據條件("-3)SwS("+3)來限定值附。對于具有少于7個交錯的交錯組合方案的FLO系統或其它系統來說，此值w可為較小的。應注意，可以完全相同的性能效益而在時域或頻域中執行AGC調整。調整可因此通過根據以下關系(18)來界定經調整組合系數w"而并入交錯濾波器中。—(18)在等式(18)中，將組合系數，A與可從等式(17)導出的經規格化的AGC增益相乘。應注意，對于等式(18)來說，假定使用4個交錯的系統，例如，圖2中所說明的系統。因此，可在四交錯方案中由("-(^-/'4))表示值附。所屬領域的技術人員將了解，等式(18)可經修改以慮及其它系統，例如，用于FLO系統中的2交錯系統。在上文的等式(1)中可接著替代此經調整系數，(例如)以確定信道估計^M。然而，AGC增益通常并非線性地存儲而是以6位精度(即，/(")=rnd(2M0g2(g("))))以對數域存儲。因此等式(18)變為H,))/2;.(19)在等式(19)中，(/(")-/("-(*-/4)))/^的整數部分對應于簡單移位。因此，非整數部分的2的冪可近似于2次多項式。所屬領域的技術人員將了解，等式(19)可有效地實施于數字信號處理器(DSP)中。因為結果可潛在地超過FFT引擎的位寬度，所以需要使結果飽和至FFT引擎的位寬度。圖6說明用于在多載波OFDM系統中確定組合系數的方法的流程圖，在多載波OFDM系統中，系數經規格化以慮及AGC的效應。如圖示，方法600開始于開始塊602。流程接著進行到塊604，其中確定所應用自動增益控制的規格化增益。按照例如符號時間n的預定義時間規格化所述規格化增益。塊604的程序實現找到上文結合等式(17)、(18)和(19)而論述的比gf"J/g6人在塊604中確定規格化增益之后，流程進行到塊606,其中確定用于交錯濾波器的兩個或兩個以上組合系數。可按照許多已知預定準則中的任一者(例如，經由如上文所論述的線性內插或MMSE)來確定系數。應注意，盡管循序地在塊604之后展示塊606,但可替代地在塊604的操作之前或與塊604的操作同時發生塊606的操作。應進一步注意，舉例來說，例如數字信號處理器(DSP)的處理器121、信道估計塊118、其組合或任何其它合適裝置可實現塊604和606的操作。在完成塊604和606的操作之后，流程進行到塊608，其中基于所確定的規格化增益而修改組合系數(例如，附,,"。先前結合計算經修改或經調整系數&a的等式(18)和(19)而描述了此操作。應注意，例如數字信號處理器(DSP)121的DSP、信道估計塊118、其組合或任何其它合適裝置可實現塊608的功能性。在確定經調整或經修改的組合系數之后，方法600結束于塊610。組合系數接著由交錯濾波器(例如，118)用來確定信道估計，如上文所論述且還在標題為"用于多載波系統中的信道估計的時序調整(TIMINGADJUSTMENTSFORCHANNELESTIMATIONINAMULTICARRIERSYSTEM)"的相關申請案中所論述，所述申請案具有代理人案號第061615U1號且與本申請案同時申請。應注意，在收發器中接收且處理信號(例如，信道估計)期間不斷地重復過程600。雖然，出于闡釋簡單性的目的，將方法展示且描述為一系列或許多動作，但是應理解，因為一些動作可以不同于本文中所展示和描述的次序的次序且/或與其它動作同時發生，所以本文中所描述的過程不受動作的次序限制。舉例來說，所屬領域的技術人員將了解，方法可替代地表示為一系列相關狀態或事件，例如以狀態圖的形式。此外，根據本文中所揭示的本方法，可能不需要所有所說明的動作來實施一種方法。圖7說明用于確定用于無線裝置中的信道估計的組合系數的設備700。設備700在輸入702處接收自動增益控制(AGC)增益信息，輸入702將信號遞送到用于確定所應用自動增益控制的按照預定義時間規格化的規格化增益的模塊704。作為一實例，輸入702可如圖1中所說明經由通信鏈路122從例如AGC103的AGC接收AGC增益信息。另外，可由信道估計和交錯濾波器118、DSP121、其組合或任何其它合適處理裝置實施模塊704。設備700還包括用于基于預定準則而確定用于交錯濾波器的兩個或兩個以上組合系數的模塊706。可由圖1中的信道估計塊118、DSP(121)、其組合(作為實例)或任何其它合適處理裝置實施模塊706。由裝置704輸出所確定的規格化增益且由模塊706輸出兩個或兩個以上組合系數。這兩個輸出均被輸入到用于基于所確定的規格化增益而修改組合系數的模塊708。如先前所論述，模塊708可通過將規格化增益與組合系數相乘而修改或調整系數以實現經調整組合系數。應注意，模塊708可用以實現上文等式(17)到(19)中的一者。此外，舉例來說，可由信道估計塊118、DSP121或其任一組合實施模塊708。由模塊708輸出經調整組合系數以供收發器中的其它處理使用以確定所接收的OFDM信號的信道估計。在與信道估計的確定相關的特定實例中，圖7說明在設備700內的用于使用經調整組合系數來組合在收發器中接收的符號的兩個或兩個以上導頻交錯的模塊710。作為一實例，可由如圖1中所展示的信道估計單元和交錯濾波器118實施模塊710。此處還應注意，設備700可實施于例如OFDM收發器等收發器內，且可由硬件、軟件、固件、或其任一組合組成。圖8給出表明使用本文中所論述的AGC調整而實現的性能改進的模擬結果的圖形實例。此圖說明以dB為單位而指定的載波噪聲比(C/N)，作為一實例，需要所述載波噪聲比以在具有6路徑(TU6)和變化的最大多普勒(Doppler)頻率的典型都市信道中實現維特比(Viterbi)解碼后的位錯誤率(VBER)2X1(T4。如圖中可見，收發器性能針對高速度而得到改進。具體來說，當使用AGC調整時收發器在約100Hz的最大多普勒下變得可操作(例如，參看以正方形區別的曲線)，然而在無AGC調整的情形下，收發器限于70Hz(例如，參看以菱形區別的曲線)。鑒于前文論述，所屬領域的技術人員將了解，所揭示的設備和方法實現了收發器的接收器部分的信道估計性能的改進。具體來說，這是通過經由確定規格化增益來反轉由AGC引入的不連續性而實現的，所述規格化增益是按照特定符號時間而被規格化。此規格化增益又用以調整在用于確定信道估計的交錯濾波器中所使用的組合系數。應理解，在所揭示的過程中的步驟的特定次序或層級是示范性方法的實例。基于設計偏好，應了解，可重新布置過程中的步驟的特定次序或層級，同時仍保持于本發明的范圍內。隨附方法項以樣本次序呈現各種步驟的要素，且并不意味著限于所呈現的特定次序或層級。所屬領域的技術人員將了解，可使用多種不同技術和技藝中的任一者來表示信息和信號。舉例來說，可由電壓、電流、電磁波、磁場或磁性粒子、光場或光學粒子或其任何組合表示在整個以上描述中可參考的數據、指令、命令、信息、信號、位、符號和碼片。所屬領域的技術人員將進一步了解，結合本文中所揭示的實施例而描述的各種說明性邏輯塊、模塊、電路和算法步驟可實施為電子硬件、計算機軟件或兩者的組合。為清楚說明硬件與軟件的此可互換性，上文己大體上在其功能性方面描述各種說明性組件、塊、模塊、電路和步驟。此功能性是實施為硬件還是軟件視特定應用和強加于整個系統的設計約束而定。所屬領域的技術人員可針對每一特定應用以各種方式實施所描述的功能性，但此些實施決策不應被闡釋為導致偏離本發明的范圍。可用經設計以執行本文中所描述的功能的通用處理器、數字信號處理器(DSP)、專用集成電路(ASIC)、現場可編程門陣列(FPGA)或其它可編程邏輯裝置、離散門或晶體管邏輯、離散硬件組件或其任何組合來實施或執行結合本文中所揭示的實施例而描述的各種說明性邏輯塊、模塊和電路。通用處理器可為微處理器，但在替代實施方案中，處理器可為任何常規處理器、控制器、微控制器或狀態機。處理器還可實施為計算裝置的組合，例如，DSP與微處理器的組合、多個微處理器的組合、一個或一個以上微處理器與DSP核心的聯合或任何其它此類配置。結合本文中所揭示的實施例而描述的方法或算法的步驟可直接包含在硬件、由處理器執行的軟件模塊或兩者的組合中。軟件模塊可駐存于RAM存儲器、快閃存儲器、ROM存儲器、EPROM存儲器、EEPROM存儲器、寄存器、硬盤、可移除盤、CD-ROM或此項技術中已知的任何其它形式的存儲媒體中。將示范性存儲媒體(例如，圖1中的存儲器124)耦合到處理器，使得處理器可從存儲媒體讀取信息以及將信息寫入到存儲媒體。在替代實施方案中，存儲媒體可整合到處理器。處理器和存儲媒體可駐存于ASIC中。ASIC可駐存于用戶終端中。在替代實施方案中，處理器和存儲媒體可作為離散組件駐存于用戶終端中。以上所描述的實例僅為示范性的，且在不偏離本文中所揭示的發明性概念的情況下，所屬領域的技術人員現可大量利用上述實例且從其出發。所屬領域的技術人員可容易明白對這些實例的各種修改，且在不偏離本文中所描述的新穎方面的精神或范圍的情況下，本文中所界定的一般原理可應用于其它實例，例如，應用于即時消息傳遞服務或任何通用無線數據通信應用中。因此，不希望本發明的范圍限于本文中所示的實例，而是將賦予其與本文中所揭示的原理和新穎特征一致的最廣范圍。本文中專門使用詞"示范性"以指"充當一實例、例子或說明"。本文中描述為"示范性"的任何實例不一定被闡釋為比其它實例優選或有利。因此，本文中所描述的新穎方面將僅由所附權利要求書的范圍界定。權利要求1.一種用于當在通信系統的交錯濾波器中組合導頻交錯時針對自動增益控制的效應進行調整的方法，所述方法包含確定所應用自動增益控制的按照預定義時間規格化的規格化增益；基于預定準則而確定用于交錯濾波器的兩個或兩個以上組合系數；以及基于所述所確定的規格化增益而修改所述兩個或兩個以上組合系數中的每一者以產生經調整組合系數。2.根據權利要求1所述的方法，其中修改所述組合系數包括計算規格化增益與所述兩個或兩個以上組合系數中的至少一者的乘積。3.根據權利要求1所述的方法，其中所述預定準則包括線性內插和最小均方差的最小化中的至少一者。4.根據權利要求1所述的方法，其進一步包含在所述交錯濾波器中使用所述經調整組合系數來組合在收發器中所接收的符號的兩個或兩個以上導頻交錯。5.根據權利要求4所述的方法，其進一步包含使所述經組合導頻交錯的時間基線與將要解調的符號匹配；以及基于具有與所述符號匹配的時間基線的經組合導頻交錯而獲得經校正信道估計。6.根據權利要求4所述的方法，其進一步包含使用所述經校正信道估計來對所述符號中所含有的數據進行解調。7.根據權利要求4所述的方法，其中所述符號為經正交頻分多路復用的信號。8.根據權利要求4所述的方法，其中在頻域和時域中的一者中執行組合一個或一個以上導頻交錯。9.一種用于無線收發器中的處理器，所述處理器包含第一模塊，其經配置以確定所應用自動增益控制的按照預定義時間規格化的規格化增益；第二模塊，其經配置以基于預定準則而確定用于交錯濾波器的兩個或兩個以上組合系數；以及第三模塊，其經配置以基于所述所確定的規格化增益而修改所述兩個或兩個以上組合系數中的每一者以產生經調整組合系數。10.根據權利要求9所述的處理器，其中所述第三模塊經進一步配置以通過計算規格化增益與所述兩個或兩個以上組合系數中的至少一者的乘積來修改所述組合系數。11.根據權利要求9所述的處理器，其中所述預定準則包括線性內插和最小均方差的最小化中的至少一者。12.根據權利要求9所述的處理器，其進一步包含第四模塊，其經配置以使用所述經調整組合系數來組合在收發器中所接收的符號的兩個或兩個以上導頻交錯。13.根據權利要求12所述的處理器，其中所述第四模塊經進一步配置以使所述經組合導頻交錯的時間基線與將要解調的符號匹配；且基于具有與所述符號匹配的時間基線的經組合導頻交錯而獲得經校正信道估計。14.根據權利要求12所述的處理器，其中所述第四模塊經進一步配置以解調所述符號中所含有的數據。15.根據權利要求12所述的處理器，其中所述符號為經正交頻分多路復用的信號。16.根據權利要求12所述的處理器，其中所述第四模塊經進一步配置以在頻域和時域中的一者中組合一個或一個以上導頻交錯。17.—種用于無線系統中的收發器，其包含-處理器，其經配置以確定所應用自動增益控制的按照預定義時間規格化的規格化增益；基于預定準則而確定兩個或兩個以上組合系數；且基于所述所確定的規格化增益而修改所述兩個或兩個以上組合系數中的每一者以產生經調整組合系數；以及信道估計單元，其包括交錯濾波器，所述信道估計單元經配置以利用所述經調整組合系數來確定信道估計。18.根據權利要求17所述的收發器，其中所述處理器經配置以通過計算規格化增益與所述兩個或兩個以上組合系數中的至少一者的乘積而確定所述經調整系數。19.根據權利要求17所述的收發器，其中所述預定準則包括線性內插和最小均方差的最小化中的至少一者。20.根據權利要求17所述的收發器，其中所述交錯濾波器經進一步配置以在所述交錯濾波器中使用所述經調整組合系數來組合在收發器中所接收的符號的兩個或兩個以上導頻交錯。21.根據權利要求20所述的收發器，其中所述信道估計單元經進一步配置以使所述經組合導頻交錯的時間基線與將要解調的符號匹配；且基于具有與所述符號匹配的時間基線的經組合導頻交錯而獲得經校正信道估計。22.根據權利要求20所述的收發器，其中所述符號為經正交頻分多路復用的信號。23.根據權利要求17所述的收發器，其中所述信道估計單元經進一步配置以在頻域和時域中的一者中組合一個或一個以上導頻交錯。24.—種用于無線收發器中的設備，其包含用于確定所應用自動增益控制的按照預定義時間規格化的規格化增益的裝置；用于基于預定準則而確定用于交錯濾波器的兩個或兩個以上組合系數的裝置；以及用于基于所述所確定的規格化增益而修改所述兩個或兩個以上組合系數中的每一者以產生經調整組合系數的裝置。25.根據權利要求24所述的設備，其中所述用于修改所述組合系數的裝置進一步包括用于計算規格化增益與所述兩個或兩個以上組合系數中的至少一者的乘積的裝置。26.根據權利要求24所述的設備，其中由所述用于確定用于交錯濾波器的兩個或兩個以上組合系數的裝置利用的所述預定準則包括線性內插和最小均方差的最小化中的至少一者。27.根據權利要求24所述的設備，其進一步包含用于在所述交錯濾波器中使用所述經調整組合系數來組合在收發器中所接收的符號的兩個或兩個以上導頻交錯的裝置。28.根據權利要求27所述的設備，其進一步包含-用于使所述經組合導頻交錯的時間基線與將要解調的符號匹配的裝置；以及用于基于具有與所述符號匹配的時間基線的經組合導頻交錯而獲得經校正信道估計的裝置。29.根據權利要求27所述的設備，其中所述經校正信道估計用于解調所述符號中所含有的數據。30.根據權利要求27所述的設備，其中所述符號為經正交頻分多路復用的信號。31.根據權利要求27所述的設備，其中所述用于組合一個或一個以上導頻交錯的裝置包括用于在頻域和時域中的一者中組合交錯的裝置。32.—種計算機程序產品，其包含計算機可讀媒體，其包含用于致使計算機確定所應用自動增益控制的按照預定義時間規格化的規格化增益的代碼；用于致使所述計算機基于預定準則而確定用于交錯濾波器的兩個或兩個以上組合系數的代碼；以及用于致使所述計算機基于所述所確定的規格化增益而修改所述兩個或兩個以上組合系數中的每一者以產生經調整組合系數的代碼。全文摘要本發明提供用于通過實質上反轉自動增益控制(AGC)的效應而當組合導頻音調交錯時慮及多載波通信系統中的AGC的效應的設備和方法。在一方面中，揭示一種用于當在通信系統的交錯濾波器中組合導頻交錯時針對自動增益控制的效應來進行調整的方法。所述方法包括確定所應用自動增益控制的按照預定義時間規格化的規格化增益(604)。另外，基于選定的準則而確定用于交錯濾波器的兩個或兩個以上組合系數(606)。接著基于所述所確定的規格化增益而修改所述兩個或兩個以上組合系數中的每一者(608)以產生經調整組合系數。還揭示對應的設備。文檔編號H04L25/02GK101627592SQ200880007037公開日2010年1月13日申請日期2008年3月4日優先權日2007年3月5日發明者馬蒂亞斯·布雷勒申請人:高通股份有限公司