專利名稱：用于補償無線通信系統中的頻率偏移的設備和方法
技術領域：
本發明涉及一種用于補償無線通信系統中的頻率偏移的設備和方法，更具體地，涉及一種用于補償使用正交頻分復用(OFDM，Orthogonal Frequency Division Mutiplexing)系統的無線通信系統中的頻率偏移的設備和方法。
背景技術：
無線通信系統利用指定的頻率傳送數據。無線通信系統已經被分類為多種無線通信系統。無線通信系統的代表是移動通信系統，簡要地分為同步型移動通信系統和異步型移動通信系統。此外，已經提出了基于電氣和電子工程師協會(IEEE)802.11標準的系統，作為其中固定終端通過辦公室或校園中的指定接入點(AP，Access Point)構成網絡的系統，近來，正在開發基于IEEE 802.16標準的網絡和其他網絡以實現便攜式因特網通信。
上述移動通信系統是通過將指定頻帶的載波信號與正交碼相乘來傳輸數據的系統。此外，IEEE 802.11系統或IEEE 802.16系統利用正交頻分復用(OFDM)或正交頻分多址(OFDMA，OrthogonalFrequency Division Multiple Access)技術來傳輸數據。OFDM或OFDMA系統按照系統產生與數據相對應的OFDM符號并在指定的載波信號上攜帶OFDM符號以傳輸OFDM符號的方式來傳輸數據。OFDM系統被稱為在彼此正交的多個子載波上攜帶信息的技術。考慮到OFDM系統使用多個子載波的事實，其類似于頻分復用(FDM，Frequency DivisionMultiplexing)系統。但是，OFDM系統具有由于其正交性、在各個子載波之間可以譜重疊的優點，因此其具有高于FDM系統的帶寬效率。此外，由于OFDM符號的長度比信道的脈沖響應的長度長得多，可靠地抵抗了多徑衰落，而且與單載波型系統相比，其具有高速傳輸的優點。
OFDM傳輸系統包括OFDM發射機和OFDM接收機。OFDM發射機以要傳輸的比特為單位，根據原始數據產生OFDM符號，在高頻波上攜帶OFDM符號。OFDM接收機接收從OFDM發射機傳輸過來的OFDM符號，并以從發射機傳輸過來的比特為單位，恢復原始數據。接收機的實施方案比發射機復雜得多。因此，接收機的性能極大地影響了整個系統的傳輸性能。這是因為發射機幾乎不會發生信號失真，并且可以產生高信噪(S/N)比的OFDM符號。接收機需要復雜的信號處理算法，可能根據系統而不同，用于恢復由于具有多徑特性的無線信道和不完整的模擬分量而失真的信號。盡管接收機的性能隨著信號處理復雜度的增加而增加，但接收機的實施方案變得復雜，因而增加了半導體組件的尺寸和功率消耗。
下文將對接收機中從由發射機傳輸過來的RF信號中提取數據的處理進行解釋。
圖1是示出了OFDM系統的通用接收機的內部結構的方框圖。
首先，通過天線ANT將作為空中傳播高頻信號的RF信號轉換為電信號，并輸入低噪聲放大器(LNA，Low-Noise Amplifier)101。由于RF信號在其空中傳輸的過程中受到了很大的衰減，LAN 101以低噪聲放大接收到的RF信號，將低噪聲放大后的高頻信號輸入第一混頻器103。第一混頻器103接收從本地振蕩器105輸出的指定頻率信號，從頻率信號中去除載波信號，并將頻率信號轉換為中頻(IF，Intermediate Frequency)信號。如上轉換的IF信號包括所需頻率范圍內的信號和非所需頻率范圍內的信號。將從第一混頻器103輸出的信號輸入帶通濾波器(BPF，Band Pass Filter)107。
BPF 107通過預定頻帶的頻率信號，但濾除其他信號(即非所需信號)。將通過BPF 107的信號輸入不同的混頻器113和112，以轉換為基帶信號。將信號輸入不同混頻器的原因在于應當將IF處理后的信號分為同相分量和正交相位分量，以便在基帶內分別處理。以下，參考數字113表示第二混頻器，以及121表示第三混頻器。
第二混頻器113通過將從本地振蕩器109輸入的指定頻率信號與從BPF 107輸入的濾波信號進行混頻，從由BPF 107輸入的濾波信號中提取出通信分量信號。同相分量信號通過低通濾波器(LPF，Low PassFilter)115，濾除非所需波，然后輸入第一模數轉換器(ADC，Analog-to-Digital Converter)117。第一ADC 117根據由采樣時鐘發生器119產生的采樣時鐘信號，將模擬同相分量信號轉換為數字同相信號，以輸出轉換后的數字同相信號。
將從本地振蕩器109輸出的信號也輸入移相器111，將輸入信號的相位移動90°，并將移相后的信號輸入第三混頻器121。
第三混頻器121利用從移相器111輸出的移相后的信號輸出正交相位分量信號。將從第三混頻器121輸出的正交相位分量信號輸入LPF123，濾除非所需波，并將濾波正交相位分量信號輸入第二ADC 125。第二ADC 125根據由采樣時鐘發生器119產生的采樣時鐘信號，將模擬正交相位分量信號轉換為數字正交相位信號，以輸出轉換后的數字正交相位信號。
通過計算單元127處理被轉換為基帶數字信號的同相信號和正交相位信號。計算單元127執行多種處理，如頻率誤差校正時間同步的檢測、在檢測后執行的快速傅立葉變換(FFT，Fast FourierTransform)的窗口調整等。計算單元127可以由能夠高速處理數字信號的數字信號處理器(DSP，Digital Signal Processor)構成。FFT單元129對計算單元127計算出的符號進行FFT變換。圖1示意性地示出在FFT單元129的內部構建串/并轉換、去除循環前綴(CP，CyclicPrefix)符號等所需的模塊。FFT單元129將輸入的時域OFDM符號轉換為頻域信號(復數信號)。將復數頻域信號輸入解調單元131，并由解調單元131進行解調。由解調單元131執行的解調處理是用于根據復數信號恢復二進制信號的處理。如果完成由解調單元131執行的復數信號到二進制信號的解調，則將解調符號輸入解交織器133。
通常，在無線通信系統中，為了防止由于傳輸期間的信道衰落等發生突發誤差而執行交織。因此，在執行交織的系統中，應當執行與交織相對應的解交織。將由解交織器133解交織后的符號輸入解碼器135，并由解碼器135進行解碼。如果成功地執行了解碼，輸出數據比特。
在上述接收機結構中，可能會由于正交頻率(即子載波)之間的非正交性，發生追隨傳輸誤差的信號失真。假設系統處于在傳輸分組期間不改變信道的準固定狀態，不能保持商用突發OFDM系統中、子載波之間的正交性的兩個原因如下。
第一個原因是接收機不能與發射機中產生的載波頻率精確同步的情況。第二個原因是用在發射機的數模轉換器(DAC，Digital-to-Analog Converter)中的采樣頻率未與用在接收機的DAC中的采樣頻率精確同步的情況。
因此，需要向接收機提供用于補償上述兩種現象的功能。將接收機中為了防止上述偏移而提供的功能稱為載波頻率偏移估計和補償功能以及采樣頻率偏移估計和補償功能。在圖1的計算單元127中執行這些功能。
現在，將對由于載波頻率偏移和采樣頻率偏移而引起的接收機中的OFDM信號失真進行解釋。首先，將解釋從發射機發出的信號。假設在發射機的第k個子載波上攜帶的調制符號對應于正交幅度調制(QAM，Quadrature-Amplitude Modulation)調制信號。如果將此信號定義為Rk，則可以通過等式(1)來表示從發射機輸出的時域離散信號x(n)=1NΣk=0N-1Rkexp(j2πkn/N)*exp(j2πfTXnTs),n=0,1,2,…,N-1···(1)]]>其中n表示采樣時間指數，k表示子載波指數，N表示構成OFDM符號的子載波總數，fTX是輸出信號的載波頻率，以及Ts是設置在發射機中的DAC的采樣周期。
為了研究信號的失真，將分析圖1的FFT單元129的輸出信號。將由等式(1)表示的發射機的信號通過空中信道傳輸到接收機，并如圖1所示，變換為基帶信號。將變換后的信號通過計算單元127輸入FFT單元129。在這種情況下，為了研究發射信號的失真，將分析出現在上述圖1的FFT單元129的輸出端的信號。
FFT單元129將時域基帶信號轉換為頻域信號。頻域信號(即FFT系數)成為要從發射機傳輸的QAM調制信號。此時，如果從FFT單元129輸出的信號是X(k)，在信道被完全補償的假設下，輸出信號可以由等式(2)表示x(k)＝Rkexp(j2πΔfcn0Ts＇)*exp(j2πkΔtn0/N) ……(2)其中Δfc表示載波頻率偏移，n0表示對應于輸入到接收機中的時域符號的起始點的采樣指數，Ts＇是ADC的采樣頻率，以及Δt表示 由等式(2)可知，即使無線信道的作用被完全補償，通過改變原始傳輸QAM信號的相位使信號失真的兩項仍然存在。即，第一個指數函數項是由于載波頻率偏移而引起的相位改變，而第二個指數函數項表示由于采樣頻率偏移而引起的相位改變。
根據兩個指數函數項的相位改變通常彼此不同。具體地，由于載波偏移而引起的相位改變對于所有子載波都相同，而由于采樣頻率偏移而引起的相位改變隨著子載波指數K的增加線性增加。因此，如果不能精確地估計和補償由于載波頻率偏移而引起的相位改變和隨著子載波指數增加的相位變化，即如果不能精確地補償頻率偏移，接收機將不能恢復發射信號。

發明內容
因此，設計本發明來解決現有技術中遇到的上述和其他問題，本發明的一個目的是提供一種用于補償無線通信系統中的頻率偏移的設備和方法。
本發明的另一目的是提供一種用于補償使用OFDM系統的無線通信系統中、由于載波頻率偏移而引起的相位改變的設備和方法。
本發明的另一目的是提供一種用于補償使用OFDM系統的無線通信系統中、子載波上所攜帶的數據的采樣頻率偏移的設備和方法。
為了實現上述和其他目的，提供了一種用于補償OFDM系統中接收符號的誤差的設備，包括FFT窗口調整單元，用于在接收到分組時，接收采樣數據，將第一FFT窗口的起始點設置在第一長訓練符號的起始點處，根據輸入窗口調整值，調整FFT窗口的位置，并輸出采樣符號；FFT單元，用于接收FFT窗口調整單元的輸出，將時域符號變換為頻域符號，在接收到長訓練符號時，計算和輸出FFT系數；信道估計單元，用于接收從FFT單元輸出的系數，估計信道狀態，并輸出用于補償估計值的數值；信道補償單元，用于利用信道估計單元的輸出，補償從FFT單元輸出的頻域符號；以及相位誤差跟蹤和校正單元，用于接收信道補償單元的輸出，檢測采樣頻率偏移和載波信號的相位改變，并向FFT窗口調整單元輸出窗口調整值。
根據本發明的另一方案，提出了一種用于補償OFDM系統中接收符號的誤差的方法，包括在接收到分組時，接收采樣數據，并將第一FFT窗口的起始點設置在第一長訓練符號的起始點之前，利用長訓練符號估計無線信道，對執行長訓練之后輸入的數據符號進行FFT變換，并利用估計值補償FFT變換后的數據，從補償后的符號中分離出導頻符號，并根據分離出的導頻符號估計載波頻率偏移和采樣頻率偏移，從由估計出的載波頻率偏移和采樣頻率偏移所引起的影響中提取出由采樣頻率偏移所引起的影響分量，利用提取出的采樣頻率的影響分量，估計針對第一長訓練符號而設置的FFT窗口的改變，利用所述改變校正FFT窗口的位置，并利用改變的估計值，估計由載波頻率偏移和載波頻率偏移所引起的信號失真，以及利用估計載波頻率偏移和采樣頻率偏移使其失真的相位改變的估計值，補償當前符號的FFT輸出信號中的數據信號的相位失真。


通過以下結合附圖的詳細描述，本發明的上述和其他目的、特征和優點將更加顯而易見，其中圖1是示出了OFDM系統的接收機的內部結構的方框圖；圖2是示出了根據本發明優選實施例的用于補償OFDM系統中的頻率偏移的接收機的內部結構的方框圖；圖3是示出了對其應用根據本發明的頻率偏移補償處理的IEEE802.11a系統的分組格式的時序圖；以及圖4是示出了根據本發明、應用于OFDM系統的頻率偏移補償處理的詳細示意圖。
具體實施例方式
下面，將參照附圖，對本發明的優選實施例進行詳細描述。在本發明的以下描述中，相同的附圖參考數字用于相同的元件，即使是在不同的附圖中。此外，在其可能使本發明的主題不清楚時，省略了對這里所包含的公知功能和結構的詳細描述。
圖2是示出了根據本發明優選實施例的用于補償OFDM系統中的頻率偏移的接收機的內部結構的方框圖。下面，將參照圖2，詳細解釋根據本發明的OFDM系統接收機的結構和操作。
在圖2中，不再描述如圖1所示的用于將RF信號變換為基帶信號的無線處理部分。盡管在圖1和2中并未示出分組(packet)檢測單元，其檢測分組是否被無線輸入接收機，并且確定接收到的分組是否是有效分組。如果接收到的分組無效，分組檢測單元丟棄該分組。如果接收到的分組有效，將其輸入粗頻率誤差校正單元201。頻率誤校正單元201粗略地補償分組的載波誤差。
將解釋由頻率誤差校正單元201執行的處理。通常，在OFDM系統中，傳輸兩個短訓練符號，以便檢測分組的接收。因此，接收機接收短訓練符號，并利用在時域中處理訓練符號的技術估計頻率偏移。利用以短訓練符號估計出的頻率偏移，可以估計被檢測為有效符號的分組的頻率偏移。如果補償頻率偏移，則對失真信號進行了粗略的補償。
盡管在接收到的分組通過頻率誤差校正單元201之后極大地減少了信號的失真分量，仍未完全補償失真信號。因此，對于粗補償之后的接收分組，需要完全補償。將已經通過用于粗補償頻率誤差的頻率誤差校正單元201的信號輸入精細時間同步檢測單元203。時間同步檢測單元203檢測分組的時間同步，以便檢測由多個OFDM符合組成的分組的精確起始點，并輸出同步分組。時間同步檢測單元203可以識別分組的長訓練符號的起始點。如果未正確識別分組符號的起始點和結束點，將產生相鄰符號之間的符號間干擾。這對于在時間同步檢測單元203中獲得時間同步非常重要。
在本發明的實施例中，從FFT窗口調整單元205轉移到相位誤差跟蹤和校正單元213的模塊用于補償頻率誤差。
FFT窗口調整單元205調整在隨后的FFT單元207執行FFT變換時所需的窗口。如上所述，盡管通過精細時間同步檢測單元203，針對接收到的分組，獲得了長訓練符號的起始點，采樣頻率補償由于發射機和接收機的DAC和ADC仍然存在。隨著采樣指數的增加，特定符號的起始點逐漸偏離傳輸時傳輸符號的起始點。如果接收機的采樣周期比發射機的采樣周期長，即如果Δt＞0，時域中構成分組的樣本數變得小于分組傳輸時的樣本數，因此存在樣本數上的差別。這種差別下文中被稱為“填充(stuff)”，并應當進行補充。相反，如果接收機的采樣周期比發射機的采樣周期短，即如果Δt＜0，樣本保持在每個分組中。因此，應當取走剩余的樣本，此后稱為“擦除(rub)”。從時間同步檢測單元203向FFT窗口調整單元205輸出填充和擦除信息。
FFT窗口調整單元205根據接收到的填充和擦除信息調整窗口，并將窗口調整后的OFDM符號輸出給FFT單元207。FFT單元207與圖1中的FFT單元129相同，因此將省略對其的詳細解釋。FFT單元207將時域信號變換為頻域信號。將從FFT單元207輸出的信號輸入信道估計單元209，執行信道估計。信道估計單元209根據兩個長訓練符號，檢測無線信道的特性。由于這些長訓練符號是發射機和接收機已知的，可以利用這些已知符號來檢測信道的特性。
將從FFT單元207輸出的符號輸入信道補償單元211。信道補償單元211利用從信道估計單元209輸入的信道補償值，補償從FFT單元207輸出的符號。即，信道補償單元211利用以長訓練符號估計出的信道的特性，執行對從FFT單元207接收到的信號的補償。在這種情況下，對在長訓練符號之后輸入的所有OFDM符號的信道影響進行補償。針對每個分組執行一次信道估計的原因在于在突發OFDM系統中，信道處于準固定狀態的假設。
將對其進行了信道補償的符號輸入相位誤差跟蹤和校正單元213。相位誤差跟蹤和校正單元213估計由于載波頻率偏移和采樣頻率偏移指數起的信號失真。然后，相位誤差跟蹤和校正單元213利用估計值產生針對窗口調整的填充或擦除信息，并將填充或擦除信息提供給FFT窗口調整單元205。現在，將對計算這些信息的處理進行更為詳細的解釋。
將從相位誤差跟蹤和校正單元213輸出的信號輸入解調單元215。解調單元通過將輸入信號的復數值映射到I-Q象限上的QAM信號上，輸出調制前的符號。如上所述，將解調符號輸入解交織器217，并由解交織器217對其進行重新排列。將從解交織器217輸出的信號輸入解碼器219。可以根據系統實現不同的解碼器219。即，解碼器可以根據用在發射機中的編碼器的種類而不同。通常，解碼器可以是Viterbi解碼器、turbo解碼器或LDPC解碼器。在使用能夠執行糾錯的前向糾錯(FEC，Forward Error Correction)單元等的系統中，解碼器可以降低傳輸誤差概率或恢復傳輸誤差。
將參照圖3的時序圖，對根據本發明的OFDM系統接收機的操作進行更為詳細的解釋。
圖3是示出了對其應用根據本發明的頻率偏移補償處理的IEEE802.11a系統的分組格式的時序圖。
參考圖3，IEEE 802.11a無線LAN、突發OFDM系統的物理分組格式以短訓練符號301開始。接收機可以利用短訓練符號檢測分組并檢查有效性。此外，圖2所示的頻率誤差校正單元201進行對載波頻率偏移的粗略估計和補償。分組檢測以及粗載波頻率偏移估計和補償并非本發明的主題，不再對其進行進一步的解釋。
下面，將參照圖3，對根據本發明的采樣頻率偏移補償方法、FFT窗口的起始點與實際符號的起始點之間的差別的補償、由于頻率偏移而引起的信號的相位失真的補償、以及FFT窗口調整值δ的校正進行詳細的解釋。
1.采樣頻率偏移的補償如參照圖2所解釋的那樣，頻率誤差校正單元201在時域中粗略校正載波頻率偏移。根據其載波頻率偏移已被校正的信號，作為分組同步模塊的時間同步檢測單元203可以識別出長訓練符號301的起始點。這里，如果假設以20MHz對輸入分組進行采樣，接收機可以設置輸入64點FFT單元207的FFT窗口值。FFT窗口應當精確地包括64個樣本，而且預測FFT窗口的第一個樣本非常重要。
通常，將FFT窗口的第一個樣本設置為位于長訓練符號(L1)303的起始點之前2～3個樣本的樣本。即，如圖3所示，定位FFT窗口的起始點，在保護間隔(GI，guard interval)302中開始。FFT窗口的起始點在符號的起始點之前，以便降低如果分組同步模塊錯誤地估計了符號的起始點、由于符號間干擾而引起傳輸誤差的概率。但是，如果FFT窗口并不與實際符號的位置精確一致，FFT的結果改變，并且需要在隨后的FFT單元207級對此進行補償。
在圖3中，如果被選作第一FFT窗口的起始點的樣本的指數是n0，在作為FFT窗口的起始點的樣本和實際L1303的起始點之間存在時間差別θ。這里，θ是在設計接收機時確定的參數。因此，接收機的FFT窗口調整單元205用于保持差別θ均勻。
在FFT窗口通過幾個符號時差別θ不能保持均勻的原因在于存在采樣頻率偏移。具體地，如果接收機的采樣周期不同于發射機的采樣周期，盡管一個OFDM符號在發射機中由64個樣本組成，分組隨著時間擴展/收縮。因此，特定FFT窗口的起始點逐漸偏離實際符號的起始點。為了使接收機將差別保持在特定的范圍內，FFT窗口調整單元305應當通過擦除/填充樣本，將窗口范圍調整為恒定值。
如圖3所示，由于提供了L1符號303和L2符號304，第N個數據符號對應于第(N+2)個FFT窗口，并且為了滿足上述條件，即為了使FFT窗口調整單元305將發射機的采樣周期和接收機的采樣周期保持在特定的范圍內，應當滿足ΔT＜|T’s|的條件。因此，滿足此條件的樣本指數n可以由等式(3)確定。
n＝n0+Δn+∑δ，Δn＝80*(N-1)+128+16 ……(3)在等式(3)中，針對每個符號更新δ，以便調整FFT窗口，并具有數值‘-1’、‘0’或‘1’。包括在Δn中的常數‘80’是構成傳輸時分組中的GI+符號的樣本數，‘128’是構成兩個訓練符號的樣本數，以及‘16’是構成一個GI的樣本數。此外，根據等式(3)，以上條件的ΔT可以由等式(4)表示。
ΔT＝(Δn+∑δ)T＇s-ΔnTs……(4)應當意識到，通過上述方法，針對每個符號調整δ的數值，可以使FFT窗口的起始點保持均勻。
2.對FFT窗口的起始點與實際符號的起始點之間的差別的補償如果包括在FFT窗口中的符號通過FFT單元207，FFT單元207計算并輸出64個FFT系數。在這種情況下，每個FFT系數是與OFDM符號相對應的各個子載波的大小和相位。如果包括在FFT窗口#1 311中的符號通過FFT單元207，與子載波指數為k的子載波相對應的FFT系數可以由等式(5)表示。
x(k)＝HkLkexp(j2πkΔtn0/N)exp(j2πΔfcn0T′s+θc)exp(-j2πkΔfθ) …(5)在等式(5)中，Hk表示由于傳輸介質而引起的信號大小和相位失真，Δfc是在簡單補償載波頻率偏移之后的剩余載波頻率偏移，以及θc是n＝0的狀態下的載波相位差。按照相同的方式，包括在FFT窗口#2 312中的符號的FFT輸出可以由等式(6)表示。
x(k)＝HkLkexp(j2πkΔtn0/N)exp(j2πΔfcn0T＇s+θc)exp(-j2πkΔfθ)exp(j2πkΔf64(T＇s-Ts))exp(j2πΔfc64T′s)……(6)通過比較等式(5)和等式(6)，可以意識到二者之間的區別僅在于等式(6)中的最后兩個指數項。即，等式(6)額外地包括等式(5)不包括的兩個指數項。還可以意識到這兩個指數項非常接近‘1’。因此，通過在將等式(5)和等式(6)除以Lk之后進行算術平均來估計信道，信道響應可以由等式(7)表示。
Hk‾=Hkexp(j2πkΔtn0/N)exp(j2πΔfcn0T's+θc)exp(-j2πkΔfθ)···(7)]]>在等式(7)中，由于長訓練符號是設置在發射機和接收機之間的信號，可以估計信道響應。等式(7)中估計的信道響應通過θ包括了影響，并且這意味著將針對符號信道補償期間θ的存在(即針對FFT窗口不與實際符號精確一致的事實)進行補償。
如果通過與等式(5)和等式(6)相同的方法，針對特定的符號(符號N)310獲得FFT輸出，則可以由等式(8)表示。
x(k)＝HkXkexp(j2πkΔtn0/N)exp(j2πΔfcn0T′s+θc)exp(-j2πkΔfθ)exp(j2πkΔfΔT)exp(j2πΔfc(Δn+∑δ)T′s)……(8)因此，通過將等式(8)與等式(7)相乘來補償根據等式(5)和等式(6)計算出的信道，并將等式(8)除以等式(7)的絕對值的平方，可以通過等式(9)獲得信道補償后的信號。
Xequal(k)＝Xkexp(j2πkΔfΔT)exp(j2πΔfc(Δn+∑δ)T′s) ……(9)在等式(9)中，兩個指數項存在。兩個指數項表示由于采樣頻率偏移和載波頻率偏移引起的信號的相位失真。因此，通過補償兩個指數項，接收機可以從由于載波頻率偏移和采樣頻率偏移而引起的信號失真中恢復原始信號Xk。此外，在進行信道補償時，θ的影響已經消失。針對FFT單元207進行了FFT變換的信號，不需要接收機估計FFT窗口的起始點與實際符號的起始點之間的時間間隔以及將估計值與θ進行比較。接收機只需估計和補償FFT窗口的起始點與實際符號的起始點之間的時間間隔與θ之間的差別ΔT就足夠了。
3.對信號的相位失真的補償以及FFT窗口調整值δ的校正如上所述，在對符號進行信道補償之后，接收機應當通過補償等式(9)中的信號的相位失真來恢復原始信號Xk，以及通過估計ΔT并根據ΔT確定δ的值來調整FFT窗口的位置。因此，根據當前估計出的ΔT，通過等式(10)來確定FFT窗口調整值δ。
δ＝-1；ΔT＞TS，SPECδ＝+1；ΔT＜-TS，SPEC……(10)δ＝0；Otherwise(其它)在等式(10)中，TS，SPEC表示在設計OFDM系統時定義的采樣周期。如果接收機的采樣周期長于發射機的采樣周期，FFT窗口的起始點與實際符號的起始點之間的時間間隔逐漸減小，直到ΔT最終變得大于TS，SPEC。在這種情況下，接收機將δ設置為‘-1’，以便保持FFT窗口的起始點與實際符號的起始點之間的時間間隔θ均勻。這具有將FFT窗口沿使FFT窗口的起始點遠離實際符號的起始點的方向移動多達一個采樣周期的效果。如果發生與此相反的情形，FFT窗口應當沿使FFT窗口靠近實際符號的方向移動，因此將δ設置為‘1’。在等式(10)中，δ的數值為+1或-1，而與ΔT的絕對值是否大于一個采樣周期無關。但是，也可以在設計接收機時將此數值設置為其他數值。
通過上述處理，OFDM系統的接收機可以執行FFT窗口的調整。
下面，將參照圖4，對通過上述處理執行的整個頻率偏移補償進行解釋。圖4示出了根據本發明、應用于OFDM系統的頻率偏移補償處理。
在步驟400，接收機的FFT窗口調整單元205從時間同步檢測單元203接收采樣數據，并利用從相位誤差跟蹤和校正單元213輸出的FFT窗口調整值δ，補償FFT窗口。將對其FFT窗口進行了補償的符號輸入FFT單元207。在步驟402，FFT單元207執行FFT，并計算FFT系數。此時，并未將擦除或填充應用于估計信道響應的兩個長訓練符號。
同時，步驟404和406解釋了對從FFT單元207輸入的符號進行處理以估計信道響應的信道估計單元209和信道補償單元211的操作。即，在步驟404，信道估計單元209利用長訓練符號估計信道。然后，信道補償單元211通過利用訓練符號產生估計值的逆信道響應值，補償信道。在步驟408執行此補償。具體地，在從FFT單元207輸出的符號中反映出估計值的逆信道響應值，以便進行補償。
再次參考圖2和3，對于根據來自FFT單元207的FFT系數計算出的子載波的大小和相位，利用以等式(7)估計出的信道響應特性，執行信道補償。通過等式(9)獲得信道補償后的信號。可以通過替換等式(9)中的Φk1＝j2πkΔfΔT和Φ2＝j2πΔfc(Δn+∑δ)T′S得到等式(11)。
Xequal(k)＝Xkexp(Φk1)exp(Φ2) ……(11)此外，為了使接收機恢復原始信號Xk，應當估計Φk1和Φ2，因此，使用包括在OFDM符號中的導頻信號。導頻信號是預先設置在發射機和接收機之間的信號，以及基于IEEE 802.11a標準的系統在子載波指數#7、#21、#43和#57上攜帶導頻信號。如上所述，通過由相位誤差跟蹤和校正單元213執行的處理，從接收到的信號中提取出導頻信號。在圖4中，在步驟411到416中描述了此處理。在圖4中的步驟411到416中，利用提取出的導頻信號，產生用于補償包括在數據子載波中的信號的數值。具體地，FFT單元207的輸出中的導頻信號可以由等式(12)表示。
Pequal(k)＝Pkexp(Φk1)exp(Φ2) ……(12)在等式(12)中，k的值為7、21、43和57。
在步驟411，相位誤差跟蹤和校正單元從導頻信號中只提取指數項。由于接收端根據導頻信號的特性，已經知道原始發送的導頻信號Pk，可以通過將等式(12)的兩端與導頻信號的復共軛Pk*相乘，定義Sk，由等式(13)表示。
Sk＝Pk*×Pequal(k)＝Pk*×Pkexp(Φk1)exp(Φ2)＝exp(Φk1)exp(Φ2) ……(13)由于在等式(13)中，Pk的大小為‘1’，獲得了信號大小為‘1’且存在失真相位的信號。相位誤差跟蹤和校正單元213從等式(13)中去除Φ2的影響，以便在步驟412，估計Φk1和Φ2，然后進行到步驟413，估計ΔT。將解釋由相位誤差跟蹤和校正單元213在步驟413執行的、計算ΔT的處理。為了計算ΔT，利用等式(13)，由等式(14)定義1行3列的向量。
V＝[S21×S7*S43×S21*S57×S43*]……(14)對于等式(14)中定義的向量元素，由于共同存在不與k相關的Φ2，可以意識到，通過Sk與Sk的復共軛相乘，Φ2已經消失。因此，可以通過重寫等式(14)得到等式(15)。
V＝[exp(j2πΔfΔT×14)exp(j2πΔfΔT×22)exp(j2πΔfΔT×14)] …(15)在等式(15)中，可以通過將等式(14)應用于符號的導頻信號來測量向量V的各個元素并反映出在設計系統時應用于等式(15)中的Δf的數值，估計ΔT。
向量V的元素具有與exp(j2πΔfΔTΔk)相同的形式，其中Δk是子載波指數之間的差。但是，存在多個相位(即∠V1X＝2πΔfΔTΔk)滿足等式(14)中計算出的元素的數值。這里，∠V1X表示向量V第1行第X列的向量元素的相位。因此，為了正確地估計ΔT，需要確定從大量的∠V1X數值中選擇適當數值的標準，而且本發明利用了相鄰符號具有相似ΔT值的事實。由于相鄰符號具有相似的ΔT值，可以意識到∠V1X的值也彼此近似。
使用上述內容，可以通過等式(16)估計ΔT，ΔTM=<V11,M/2πΔf14+<V12,M/2πΔf22+<V13,M/2πΔf143···(16)]]>其中|∠V1X，M-∠V1X，M-1|≤π且∠V1X，0＝0，M＝1，2，...，T。
在等式(16)中，ΔTM表示針對輸入到FFT單元207中的長訓練符號之后的第M個符號估計出的ΔT，以及T是當前分組中長訓練符號之后的符號總數。此外，∠V1X，M表示與第M個符號相對應的向量V的第1列第X行的向量元素的相位，并由接收機中測量到的數值確定。∠V1X，M表示通過替換根據等式(15)中的第M個符號估計出的ΔTM而估計出的向量V。
如上所述，∠V1X，M包括大量數值，并確定為與∠V1X，M-1相差小于π的數值。
但是，如果M＝1，即如果在分組的最前面，定位了第一分組，ΔT接近‘0’，并應用∠V1X，0＝0。為了估計ΔTM，計算從向量V的各個元素獲得的數值的算術平均值。通過獲得這些數值的算術平均值，可以降低噪聲的影響，并能夠提高估計值的精度。
ΔTM的估計可能達到當前FFT窗口不與相鄰符號重疊的范圍，由于此范圍包括了FFT窗口所能取值的最大區域，可以確定由等式(16)取值的估計范圍是相當寬的。ΔTM的估計范圍可以由等式(17)表示。
θ-TGI≤ΔTM≤θ……(17)在等式17中，TGI表示保護間隔GI所占用的時間。如果如上獲得ΔTM，通過低通濾波處理來確定最終值。此低通濾波器用于防止ΔTM由于噪聲的影響突然改變，并且利用了相鄰符號間的ΔT不會突然改變而是傾向于在指定間隔內連續增加/減小的事實。可以將多種算法之一用于低通濾波。
如果確定了ΔTM，相位誤差跟蹤和校正單元213進行到步驟414，并利用計算出的ΔTM，確定擦除或填充。然后，相位誤差跟蹤和校正單元213在步驟415產生δ。在這種情況下，可以利用等式(10)導出等式(18)。
δ＝-1；ΔTM＞TS，SPECδ＝+1；ΔTM＜-TS，SPEC……(18)δ＝0；Otherwise(其它)將等式(18)與等式(10)進行比較，二者之間的區別僅在于表示符號。
如果δ在第M個符號中為‘-1’，與作為跟隨當前符號的符號的第(M+1)個符號相對應的FFT窗口的起始點沿使其更加遠離實際符號的起始點的方向移動了一個樣本周期那么多。同時，如果δ在第M個符號中為‘+1’，與作為跟隨當前符號的符號的第(M+1)個符號相對應的FFT窗口的起始點沿使其靠近實際符號的起始點的方向移動了一個樣本周期那么多。
之后，利用ΔTM確定等式(13)的Φk1，并估計exp(Φ2)。相位誤差跟蹤和校正單元213可以通過利用估計值計算誤差量度連續補償誤差。Φk1可以由Φk1＝j2πkΔfΔTM獲得。此外，由于在等式(13)中，Sk是測量值，并且確定了Φk1，可以通過等式(19)獲得exp(Φ2)。
exp(Φ2)=14×Σk=7,21,43,57(Sk×exp(-Φk1))···(19)]]>在等式(19)中，exp(Φ2)表示由于根據當前符號估計出的載波頻率偏移而引起的相位失真，并且在估計exp(Φ2)時，利用算術平均值降低噪聲的影響。
由于通過上述處理，根據與當前FFT窗口相對應的符號的導頻信號，估計出ΔTM和exp(Φ2)，可以通過從由等式(9)或等式(11)表示的子載波的數據信號中去除載波和采樣頻率偏移的影響，恢復發射機中產生的原始信號Xk。即，在步驟418中，利用導頻子載波計算偏移，然后在數據子載波中反映計算出的偏移。上述恢復Xk的方法可以由等式(20)表示。
Xest(k)＝Xequal(k)×exp(-(Φk1+Φ2)) ……(20)為了補償構成OFDM符號的全部數據子載波，存在補償了Xequal(k)并且其數量等于數據子載波的數量的數值exp(-(Φk1+Φ2))和由用于進行補償的數值組成的誤差矩陣。將恢復后的數據信號輸入解調單元215。
補償信號的相位失真的最后一個處理是更新ΔT。即，更新ΔT，并將其存儲在設置在相位誤差跟蹤和校正單元213中的寄存器中或存儲在存儲器中。可以從用于估計ΔT的等式(16)中意識到，從當前符號中估計出的ΔTM影響到與下一符號對應的ΔT的估計。因此，如果根據當前符號的ΔTM，δ的值為‘+1’或‘-1’，并且與下一符號相對應的FFT窗口移動了一個樣本周期那么多，則如等式(21)所示地更新ΔTM，從而保持ΔTM+1≈ΔTM。
如果δ＝-1，則ΔTM＝ΔTM-TS，SPEC如果δ＝+1，則ΔTM＝ΔTM+TS，SPEC……(21)如果δ＝0，則ΔTM＝ΔTM通過上述處理，能夠對OFDM系統中接收到的信號的頻率偏移或可能根據接收機和發射機的元件特性而不同的頻率偏移進行補償。
如上所述，根據本發明，由于能夠利用相對簡單的結構接收和處理OFDM信號，并能精確地補償頻率偏移，能夠更為有效地獲得接收到的數據。
盡管已經參照本發明的特定優選實施例，示出和描述了本發明，但本領域普通技術人員應當清楚的是，在不偏離由所附權利要求限定的本發明的精神和范圍的前提下，可以進行多種形式和細節上的修改。
權利要求
1.一種用于補償正交頻分復用(OFDM)系統中接收符號的誤差的方法，所述方法包括以下步驟在接收到分組時，接收采樣數據，并將第一快速傅立葉變換(FFT)窗口的起始點設置在第一長訓練符號的起始點之前；利用長訓練符號估計無線信道；對執行長訓練之后輸入的數據符號進行FFT變換，并利用估計值補償FFT變換后的數據；從補償后的符號中分離出導頻符號，并根據分離出的導頻符號估計載波頻率偏移和采樣頻率偏移；從由估計出的載波頻率偏移和采樣頻率偏移所引起的影響中提取出由采樣頻率偏移所引起的影響分量；利用提取出的采樣頻率的影響分量，估計FFT窗口的改變；利用所述改變校正FFT窗口的位置，并利用改變的估計值，估計由載波頻率偏移和載波頻率偏移所引起的信號失真；以及利用估計載波頻率偏移和采樣頻率偏移使其失真的相位改變的估計值，補償當前符號的FFT輸出信號中的數據信號的相位失真。
2.根據權利要求1所述的方法，其特征在于還包括更新FFT窗口的位置的步驟。
3.根據權利要求1所述的方法，其特征在于設置FFT窗口，從而將FFT窗口的起始點設置于第一長訓練符號的起始點預定數量符號之前的符號處。
4.根據權利要求1所述的方法，其特征在于通過以下公式設置針對在第一長訓練符號之后輸入的符號的FFT窗口的起始點nm=n0+Δnm+Σi=0m-1δk]]>其中nm表示與對應于第m個數據符號的FFT窗口的起始點相關的樣本指數，n0表示與第一FFT窗口的起始點相對應的樣本指數，Δnm表示如果接收機和發射機的采樣頻率彼此精確一致，作為第一FFT窗口的起始點的樣本與對應符號的實際起始點之間的時間差為θ的情況下，用于將與第m個數據符號相對應的FFT窗口的起始點與對應符號的實際起始點之間的時間間隔保持為等于針對第m個數據符號的θ的樣本指數差，以及δi表示根據與針對θ的第i個數據符號相對應的FFT窗口的起始點與對應符號的實際起始點之間的時間差的改變而確定的數值，用于補償FFT窗口。
5.根據權利要求3所述的方法，其特征在于通過以下公式設置針對在第一長訓練符號之后輸入的符號的FFT窗口的起始點nm=n0+Δnm+Σi=0m-1δk]]>其中nm表示與對應于第m個數據符號的FFT窗口的起始點相關的樣本指數，n0表示與第一FFT窗口的起始點相對應的樣本指數，Δnm表示如果接收機和發射機的采樣頻率彼此精確一致，作為第一FFT窗口的起始點的樣本與對應符號的實際起始點之間的時間差為θ的情況下，用于將與第m個數據符號相對應的FFT窗口的起始點與對應符號的實際起始點之間的時間間隔保持為等于針對第m個數據符號的θ的樣本指數差，以及δi表示根據與針對θ的第i個數據符號相對應的FFT窗口的起始點與對應符號的實際起始點之間的時間差的改變而確定的數值，用于補償FFT窗口。
6.根據權利要求1所述的方法，其特征在于通過以下公式估計無線信道H‾k=L1k+L2k2×1Lk,]]>其中L1k和L2k分別表示接收分組的第一長訓練符號的頻域序列和第二長訓練符號的頻域序列，以及Lk表示預設長訓練符號的頻域序列。
7.根據權利要求1所述的方法，其特征在于根據分離出的導頻符號估計載波頻率偏移和采樣頻率偏移的影響的步驟基于以下公式Sk＝Pk*×Pequal(k)＝Pk*×Pkexp(Фk1)exp(Ф2)＝exp(Фk1)exp(Ф2)。
8.一種用于補償正交頻分復用(OFDM)系統中接收符號的誤差的設備，包括快速傅立葉變換(FFT)窗口調整單元，用于在接收到分組時，接收采樣數據，將第一FFT窗口的起始點設置在第一長訓練符號的起始點處，根據輸入窗口調整值，調整FFT窗口的位置，并輸出采樣符號；FFT單元，用于接收FFT窗口調整單元的輸出，將時域符號變換為頻域符號，在接收到長訓練符號時，計算和輸出FFT系數；信道估計單元，用于接收從FFT單元輸出的系數，估計信道狀態，并輸出用于補償估計值的數值；信道補償單元，用于利用信道估計單元的輸出，補償從FFT單元輸出的頻域符號；以及相位誤差跟蹤和校正單元，用于接收信道補償單元的輸出，檢測采樣頻率偏移和載波信號的相位改變，并向FFT窗口調整單元輸出窗口調整值。
9.根據權利要求8所述的設備，其特征在于相位誤差跟蹤和校正單元更新并存儲FFT窗口的位置變化。
10.根據權利要求8所述的設備，其特征在于FFT窗口調整單元設置FFT窗口，從而將FFT窗口的起始點設置于第一長訓練符號的起始點預定數量符號之前的符號處。
11.根據權利要求8所述的設備，其特征在于FFT窗口調整單元通過以下公式設置針對在第一長訓練符號之后輸入的符號的FFT窗口的起始點nm=n0+Δnm+Σi=0m-1δk]]>其中nm表示與對應于第m個數據符號的FFT窗口的起始點相關的樣本指數，n0表示與第一FFT窗口的起始點相對應的樣本指數，Δnm表示如果接收機和發射機的采樣頻率彼此精確一致，作為第一FFT窗口的起始點的樣本與對應符號的實際起始點之間的時間差為θ的情況下，用于將與第m個數據符號相對應的FFT窗口的起始點與對應符號的實際起始點之間的時間間隔保持為等于針對第m個數據符號的θ的樣本指數差，以及δi表示根據與針對θ的第i個數據符號相對應的FFT窗口的起始點與對應符號的實際起始點之間的時間差的改變而確定的數值，用于補償FFT窗口。
12.根據權利要求8所述的設備，其特征在于信道估計單元通過以下公式估計無線信道H‾k=L1k+L2k2×1Lk,]]>其中L1k和L2k分別表示接收分組的第一長訓練符號的頻域序列和第二長訓練符號的頻域序列，以及Lk表示預設長訓練符號的頻域序列。
13.根據權利要求8所述的設備，其特征在于相位誤差跟蹤和校正單元基于以下公式，根據分離出的導頻符號估計載波頻率偏移和采樣頻率偏移的影響Sk＝Pk*×Pequal(k)＝Pk*×Pkexp(Φk1)exp(Ф2)＝exp(Φk1)exp(Ф2)。
全文摘要
公開了一種用于補償使用OFDM系統的無線通信系統中的頻率偏移的設備和方法，設備包括FFT窗口調整單元，用于在接收到分組時，接收采樣數據，將第一FFT窗口的起始點設置在長訓練符號的起始點處，并根據輸入窗口調整值，調整FFT窗口的位置；FFT單元，用于接收FFT窗口調整單元的輸出，將時域符號變換為頻域符號，并計算FFT系數；信道估計單元，用于從FFT單元接收的系數，估計信道狀態，并輸出用于補償估計值的數值；信道補償單元，用于利用信道估計單元的輸出，補償頻域符號；以及相位誤差跟蹤和校正單元，用于接收信道補償單元的輸出，檢測采樣頻率偏移和載波信號的相位改變，并向FFT窗口調整單元輸出窗口調整值。
文檔編號H04L27/26GK1816032SQ20061000422
公開日2006年8月9日 申請日期2006年1月27日 優先權日2005年2月4日
發明者高成潤, 尹勉基, 樸柱龍, 宋學勛 申請人:三星電子株式會社