專利名稱：合成子頻帶濾波的方法及裝置的制作方法
技術領域：
本發明系關于一種合成子頻帶濾波的方法及裝置。并且特別地，根據本發明的合成子頻帶濾波方法及裝置是應用于音頻解碼器中。
背景技術：
由國際標準組織所訂定的MPEG(Motion Pictures Experts Group)音頻信號標準，提供了一個標準的音頻信號編/解碼的算法，可大幅降低音頻信號的傳輸頻寬需求以及提供低失真的信號質量。目前在MPEG中分為Layer I，Layer II以及Layer III三層不同的處理方法，Layer越高則壓縮方法越復雜。
MPEG音頻信號標準可分為編碼與解碼兩部分。編碼部分首先以分析子頻帶濾波器(analysis subband filter)將原始的音頻信號分為32個子頻帶(subband)的數據，接著根據仿真人耳聽覺效應的知覺模型(psychoacousticmodel)，對分屬不同頻帶的信號給予不同的編碼位，將這些信號加以量化(quantization)。量化后的信號經組幀(framing)后，就成為能被儲存或被傳送的編碼完成的數據。
解碼的方法則是和編碼的方法順序相反，編碼后的數據首先被解組幀(frame unpacking)。接著以逆量化(re-quantization)的方式得出32個子頻帶的數據。最后，經過合成子頻帶濾波器(synthesis subband filter)即可還原出原始的音頻信號。
MPEG-1 Layer III(MP3)音頻編碼標準的編解碼過程相對于MPEG-1 LayerI與Layer II的編解碼過程多了兩個步驟。第一個是對經過分析子頻帶濾波器后的信號，進行修正型離散余弦轉換(modified discrete cosinetransform，MDCT)。第二個是對量化后的信號進行霍夫曼編碼(Huffmanencoding)，以使MPEG-1 Layer III的壓縮率達到最好。相對的，在解碼過程中也必須加入進行霍夫曼解碼(Huffman decoding)的步驟以及進行反向修正型離散余弦轉換(inverse modified discrete cosine transform，IMDCT)的步驟。
合成子頻帶濾波是MPEG-1 Layer III解碼過程中的最后一個步驟。現有技術如發表于ISO/IEC 11172-3 Information Technology中的「具有1.5Mbits/s儲存速度的數字儲存媒體中針對動畫及相關音頻的編碼(Coding ofmoving pictures and associated audio for digital storage media at upto about 1.5M bits/s)」，其合成子頻帶濾波的步驟是依序將18組經過IMDCT的子頻帶取樣信號轉換為18組脈碼調制(pulse code modulation，PCM)信號，即被還原出的音頻信號。請參閱圖1。圖1是繪示在現有技術中合成子頻帶濾波的流程圖。
該18組經過IMDCT的子頻帶取樣信號中的每一組信號皆包含32個子頻帶取樣信號。步驟S11是將該組正在被處理中的32個子頻帶取樣信號輸入合成子頻帶濾波的方法或裝置。步驟S12是以數組相乘(matrixing)將該32個子頻帶取樣信號轉換成64個轉換后的向量(vector)。步驟S13以先進先出(first-in first-out，FIFO)的原則將該64個轉換后的向量寫入1024個內定向量V。步驟S14根據該1024個內定向量V產生一組第一中間向量U。步驟S15將該組第一中間向量U與MPEG規范提供的512個窗框系數(windowcoefficients)相乘，以產生512個第二中間向量W。步驟S16根據該512個第二中間向量W產生32個PCM信號。
現有技術如Konstantinides及Konstantinos等人發表于IEEE SignalProcessing Letters 1，2(Feb 1994)，26-29中的「MPEG音頻編碼的快速子頻帶濾波技術(Fast Subband Filtering in MPEG Audio Coding)」，其中提出了利用32點離散余弦轉換(32-points discrete cosine transform)將該32個子頻帶取樣信號轉換成32個轉換后的向量的方法，以取代步驟S12中以數組相乘將該32個子頻帶取樣信號轉換成64個轉換后的向量的方法。藉此，可以將轉換后的向量的數量減半，原本的1024個內定向量V也可減少為512個。用以儲存內定向量V的緩沖器(buffer)也因此可以節省一半的儲存空間。本發明也是采用此32點離散余弦轉換的方式來產生轉換后的向量。
步驟S14至步驟S16主要是以內定向量V和MPEG規范提供的512個窗框系數產生最后的PCM信號。根據現有技術的方法，必須先將內定向量V經過兩次轉換，先后轉換為第一中間向量U和第二中間向量W，最后才產生出PCM信號。然而，這些轉換的運算復雜度都很高，不但耗費大量的硬件資源也需要大量的運算時間。
因此，本發明提出一種合成子頻帶濾波的方法及裝置。根據本發明的方法及裝置將產生PCM信號的計算簡化為內定向量V與窗框系數D的關系式，解決了現有技術中運算復雜度太高的問題。

發明內容
本發明的主要目的在于提供一種合成子頻帶濾波的方法及裝置。該方法及裝置是針對18組信號執行，該18組信號中的每一組信號皆包含32個符合規范的子頻帶取樣信號。該規范提供512個窗框系數(D0～D511)。
根據本發明的一較佳具體實施例的合成子頻帶濾波方法及裝置，是依序處理該18組信號，并針對該組的32個子頻帶取樣信號執行下列步驟首先利用32點離散余弦轉換將該32個子頻帶取樣信號轉換為32個轉換后的向量V”，并且以先進先出的原則將該32個轉換后的向量寫入512個內定向量(V”0～V”511)。接著根據本發明提出的一組合成方程式產生32個PCM信號(S0～S31)S16=Σi=1,3,5,...,15(-V′′32i)*D32i+16]]>Sj=Σi=0,2,4,...,14V′′32i+16+j*D32i+j+Σi=1,3,5,...,15(-V′′32i+16-j)*D32i+j]]>for j＝0～15S32-j=Σi=0,2,4,...,14(-V′′32i+16+j)*D32i+32-j+Σi=1,3,5,...,15(-V′′32i+16-j)*D32i+32-j]]>for j＝1～15，其中i和j皆為范圍在0到15之間的整數指標。
本發明的發明人歸納出該512個窗框系數符合下列關系式D(512-k)＝-Dk，其中k為范圍在1到255之間的整數指標。利用這個特殊的對稱關系，用以儲存窗框系數的內存空間可被縮減為現有技術的一半。此外，根據上述的合成方程式，產生PCM信號Sj和S32-j(j＝1～15)兩者時所對應的兩組窗框系數只有排列方式和正負號的差別。如果同時計算Sj和S32-j，讀取窗框系數的次數可以減少為一半。并且，產生PCM信號Sj和S32-j(j＝1～15)兩者時所對應的內定向量是相同的。因此，同時計算Sj和S32-j亦可減少讀取內定向量的次數。
該512個內定向量是儲存于緩沖器之中。依照MPEG-1 Layer III標準的規定，每次要將轉換后的向量寫入內定向量前都必須進行事前搬移(pre-shift)的步驟，將原先儲存在緩沖器中的內定向量往后搬移，以符合先進先出(FIFO)的原則。為避免每次要將轉換后的向量寫入內定向量前所需的海量存儲器搬移，根據本發明的方法及裝置配合本發明中的合成方程式，設計出一個不需要大量搬移的循環索引(rotating index)緩沖器。
根據本發明的一個方面，提供了一種合成子頻帶濾波的方法，該方法是針對18組信號執行，該18組信號中的每一組信號皆包含32個符合規范的子頻帶取樣信號，該規范提供512個窗框系數D0～D511，該方法包含下列步驟(a)依序處理該18組信號，并針對該組正在被處理中的信號執行下列步驟(a-1)利用32點離散余弦轉換將該32個子頻帶取樣信號轉換為32個轉換后的向量，并且以先進先出的原則將該32個轉換后的向量寫入512個內定向量V”0～V”511；以及(a-2)根據下列合成方程式產生32個脈碼調制信號S0～S31S16=Σi=1,3,5,...,15(-V′′32i)*D32i+16,]]>Sj=Σi=0,2,4,...,14V′′32i+16+j*D32i+j+Σi=1,3,5,...,15(-V′′32i+16-j)*D32i+j]]>for j＝0～15，以及S32-j=Σi=0,2,4,...,14(-V′′32i+16+j)*D32i+32-j+Σi=1,3,5,...,15(-V′′32i+16-j)*D32i+32-j]]>for j＝1～15，其中i和j皆為范圍在0到15之間的整數指標。
根據本發明的另一個方面，還提供了一種合成子頻帶濾波的裝置，該裝置是針對18組信號執行，該18組信號中的每一組信號皆包含32個符合規范的子頻帶取樣信號，該規范提供512個窗框系數D0～D511，該裝置包含處理器，該處理器用以依序處理該18組信號，該處理器進一步包含轉換模塊，該轉換模塊利用32點離散余弦轉換將該32個對應于該組正在處理中的信號的子頻帶取樣信號轉換為32個轉換后的向量，并且以先進先出的原則將該32個轉換后的向量寫入512個內定向量V”0～V”511；以及產生模塊，該產生模塊根據下列合成方程式產生32個對應于該組正在處理中的信號的脈碼調制信號S16=Σi=1,3,5,...,15(-V′′32i)*D32i+16,]]>
Sj=Σi=0,2,4,...,14V′′32i+16+j*D32i+j+Σi=1,3,5,...,15(-V′′32i+16-j)*D32i+j]]>for j＝0～15，以及S32-j=Σi=0,2,4,...,14(-V′′32i+16+j)*D32i+32-j+Σi=1,3,5,...,15(-V′′32i+16-j)*D32i+32-j]]>for j＝1～15，其中i和j皆為范圍在0到15之間的整數指標。
關于本發明的優點與精神可以通過以下的發明詳述及所附圖式得到進一步的了解。


圖1是繪示在現有技術中一合成子頻帶濾波的流程圖。
圖2是根據本發明的一較佳具體實施例的合成子頻帶濾波方法的流程圖。
圖3是根據本發明的循環索引緩沖器的操作示意圖。
圖4是根據本發明的一較佳具體實施例的合成子頻帶濾波裝置的方塊圖。
S11～S16流程步驟S21～S24流程步驟40合成子頻帶濾波裝置401處理器401A轉換模塊401B產生模塊401C緩沖器 41子頻帶取樣信號42PCM信號具體實施方式
本發明的主要目的在于提供一種合成子頻帶濾波的方法及裝置，該方法及裝置是針對18組信號執行，該18組信號中的每一組信號皆包含32個符合一規范的子頻帶取樣信號，該規范提供512個窗框系數(D0～D511)。于實際應用中，該規范為MPEG-1 Layer III標準。
請參閱圖2。圖2是根據本發明的一較佳具體實施例的合成子頻帶濾波方法的流程圖。該方法依序處理該18組信號，并針對該組正在被處理中的子頻帶取樣信號執行步驟S21至步驟S24。步驟S21是將該組正在被處理中的32個子頻帶取樣信號輸入合成子頻帶濾波的方法或裝置。步驟S12是以32點離散余弦轉換(DCT)將該32個子頻帶取樣信號轉換成32個轉換后的向量。步驟S2 3是以先進先出(FIFO)的原則將該32個轉換后的向量寫入512個內定向量V。步驟S24是根據本發明的合成方程式、該512個內定向量V以及該等窗框系數產生32個PCM信號。
接下來的段落首先解釋為何可以用圖2中的步驟S22取代原本圖1中的步驟S12。
步驟S12是根據MPEG-1 Layer III標準的規定，以數組相乘將該32個子頻帶取樣信號(Sk，k＝0～31)轉換成64個轉換后的向量(Vi，i＝0～63)，計算的方程式如下Vi=Σk=031Ni,k*Sk,]]>for i＝0～63，............(式一)其中Ni,k=cos[π64(2k+1)(i+16)],]]>為MPEG-1 Layer III標準中提供的一個矩陣。
定義一組向量V’i(i＝0～6 3)來取代ViV′i=Vi+48fori=0,1,...,15Vi-16fori=16,17,...,63.]]>............(式二)根據Ni，k的定義和式二可以將式一改寫為式三和式四V′i=Σk=031cos[π64(2k+1)(i+64)]*Sk,]]>for i＝0～15，.........(式三)V′i=Σk=031cos[π64(2k+1)i]*Sk,]]>for i＝16～63。.............(式四)已知V’i(i＝0～63)符合一關系式V′32+j=-V′32-jforj=1,2,...,16V′32+j=V′32-jforj=17,18,...,31.]]>............(式五)再定義另一組向量V”i(i＝0～31)來取代V’iV′′i=-V′ifori=0,1,...,15V′′i=V′ifori=16,17,...,31.]]>............(式六)根據式五和式六可以將式三和式四改寫為
V′′i=Σk=031cos[π64(2k+1)i]*Sk,]]>for i＝0～31。.........(式七)式七中V”i與Sk的關系式等同于對Sk執行32點離散余弦轉換以產生V”i，并且以該32個向量V”i可表示該64個向量Vi。
在接下來的段落中將說明步驟S22至步驟S24的詳細流程。
在MPEG-1 Layer III規范中原始定義的合成方程式為Sj=Σi=015Uj+32i*Dj+32i,]]>j＝0～31，.........(式八)其中Sj為最后要產生的PCM信號，U為由輸入的子頻帶取樣信號Sk產生的第一中間向量，D為MPEG-1 Layer III標準提供的窗框系數。i為范圍在0到15之間的整數指標。
根據i的奇偶項的差別可將式八改寫為式九Sj=Σi=0,2,4,...,14Uj+32i*Dj+32i+Σi=1,3,5,...,15Uj+32i*Dj+32i,]]>..........(式九)MPEG-1 Layer III中定義的第一中間向量U與該64個向量Vi的關系式為U64w+j=V128w+jU64w+32+j=V128w+96+j,]]>.........(式十)其中w為范圍在0到7之間的整數指標。
令i＝2w和i＝2w+1分別代入式十的兩個關系式中，可得到第一中間向量U與該64個向量Vi的新關系式U64w+j=V128w+jfori=0,2,4,...,14,U64w+32+j=V128w+96+jfori=1,3,5,...,15,.]]>.........(式十一)根據式十一，可將式九改寫為Sj=Σi=0,2,4,...,14Vj+64i*Dj+32i+Σi=1,3,5,...,15Vj+32+64i*Dj+32i.]]>..........(式十二)根據式十二將S1與S31所對應的Vi各自列舉如下S1中對應于偶數i的ViV1，V128+1，V256+1，V384+1，V512+1，V640+1，V768+1，V896+1S1中對應于奇數i的ViV64+32+1，V192+32+1，V320+32+1，V448+32+1，V576+32+1，V704+32+1，V832+32+1，V960+32+1
S31中對應于偶數i的ViV31，V128+31，V256+31，V384+31，V512+31，V640+31，V768+31，V896+31S31中對應于奇數i的ViV64+32+31，V192+32+31，V320+32+31，V448+32+31，V576+32+31，V704+32+31，V832+32+31，V960+32+31根據離散余弦轉換的對稱性，可以得到V”i與Vi的關系為V′′i=-Vi+48i=0~15V′′i=-V48-ii=0~31V′′i=Vi-16i=16~31.]]>..........(式十三)根據式十三，將S1與S31所對應的V”i各自列舉如下S1中對應于偶數i的V”iV”17，V”64+17，V”128+17，V”192+17，V”256+17，V”320+17，V”384+17，V”448+17S1中對應于奇數i的V”iV”32+15，V”96+15，V”160+15，V”224+15，V”288+15，V”352+15，V”416+15，V”480+15S31中對應于偶數i的V”i-V”17，-V”64+17，-V”128+17，-V”192+17，-V”256+17，-V”320+17，-V”384+17，-V”448+17S31中對應于奇數i的V”i-V”32+15，-V”96+15，-V”160+15，-V”224+15，-V”288+15，-V”352+15，-V”416+15，-V”480+15在分析S1與S31中的V”i后，可得知S1與S31中對應于偶數i的V”i只有正負號的差別，并且S1與S31中對應于奇數i的V”i則是完全相同。同樣的，經過分析比較后可得知Sj與S(32-j)(j＝1～15)中的V”i皆具有此特殊關系。因此可得到下列方程式Sj=Σi=0,2,4,...,14V′′32i+16+j*D32i+j+Σi=1,3,5,...,15(-V′′32i+16-j)*D32i+j]]>for j＝1～15S32-j=Σi=0,2,4,...,14(-V′′32i+16+j)*D32i+32-j+Σi=1,3,5,...,15(-V′′32i+16-j)*D32i+32-j]]>for j＝1～15...................................................(式十四)
其中i和j皆為范圍在0到15之間的整數指標。
分析S0與S16則可得到下列方程式S0=Σi=0,2,4,...,14V′′32i+16*D32i+Σi=1,3,5,...,15(-V′′32i+16)*D32i]]>S16=Σi=1,3,5,...,15(-V′′32i)*D32i+16]]>....................................(式十五)根據式十四和式十五，可得到最后的合成方程式S16=Σi=1,3,5,...,15(-V′′32i)*D32i+16]]>Sj=Σi=0,2,4,...,14V′′32i+16+j*D32i+j+Σi=1,3,5,...,15(-V′′32i+16-j)*D32i+j]]>for j＝0～15S32-j=Σi=0,2,4,...,14(-V′′32i+16+j)*D32i+32-j+Σi=1,3,5,...,15(-V′′32i+16-j)*D32i+32-j]]>for j＝1～15，.....................................(式十六)其中i和j皆為范圍在0到15之間的整數指標。
根據本發明所提出的合成方程式(式十六)，不需要計算出現有技術中的第一中間向量和第二中間向量，即可產生該32個PCM信號。因此，根據本發明所提出的合成方程式的合成子頻帶濾波方法及裝置較現有技術簡單，并可節省運算時間和硬件資源。
此外，本發明的發明人歸納出該512個窗框系數D符合下列關系式D(512-k)＝-Dk，其中k為范圍在1到255之間的整數指標。利用這個特殊的對稱關系，用以儲存窗框系數的內存空間可被縮減為現有技術的一半。
該等向量V”i是儲存于緩沖器之中。根據上述的合成方程式(式十六)，產生PCM信號Sj和S32-j(j＝1～15)兩者時所對應的V”i只有正負號的差別。因此，同時計算Sj和S32-j可減少由緩沖器中讀取V”i的次數。
根據D(512-k)＝-Dk的關系式，產生PCM信號Sj和S32-j(j＝1～15)兩者時所對應的兩組窗框系數D只有排列方式和正負號的差別。如果同時計算Sj和S32-j，讀取窗框系數的次數也可以減少為一半。
該儲存V”i的緩沖器的大小可能等于512個V”i的大小或256個V”i的大小。已儲存于緩沖器中的向量稱為內定向量。每次將一組子頻帶取樣信號轉換為32個轉換后的向量V”i后，必須以先進先出(FIFO)的原則將該32個V”i寫入緩沖器中。依照MPEG-1 Layer III標準的規定，要將V”i寫入緩沖器前都必須將原先儲存在該緩沖器中的向量往后搬移(shift)，以符合先進先出(FIFO)的原則。為避免每次要將轉換后的向量V”i寫入內定向量前所需的海量存儲器搬移，根據本發明的方法及裝置是配合本發明中的合成方程式，設計了一個不需要大量搬移的循環索引(rotating index)緩沖器。在該循環索引緩沖器中，儲存內定向量的位置為固定，根據本發明的方法及裝置是改變存取內定向量的順序，因此不需要搬移內定向量。
請參閱圖3。圖3是根據本發明的循環索引緩沖器的操作示意圖。在此示意圖中假設該緩沖器是用以儲存512個V”i。
該緩沖器被分為第一子緩沖器(sub-buffer)與第二子緩沖器。對應于該18組信號中的第s組信號的32個內定向量在s為奇數的情況下是儲存于該第一子緩沖器。若s為偶數，則對應于該18組信號中的第s組信號的32個內定向量是儲存于該第二子緩沖器。s為范圍在1到18之間的整數指標。舉例而言，對應于該18組信號中的第1、3、5、7、9、11、13、15、17組信號的32個內定向量是儲存于該第一子緩沖器中。對應于該18組信號中的第2、4、6、8、10、12、14、16、18組信號的32個內定向量則儲存于該第二子緩沖器中。
該第一子緩沖器和該第二子緩沖器分別具有八個區段(section)。每一個區段用以儲存該512個內定向量中的32個內定向量。該512個內定向量中對應于該18組信號中的第s組信號的32個內定向量是儲存于該第一子緩沖器的第[(s+1) mod 16]/2個區段，或是該第二子緩沖器的第[s mod 16]/2個區段。舉例而言，對應于該18組信號中的第1組信號的32個內定向量V”_1是儲存于該第一子緩沖器的第1個區段中。對應于該18組信號中的第4組信號的32個內定向量V”_4是儲存于該第二子緩沖器的第2個區段中。
在產生對應于該18組信號中的第s組信號的32個脈碼調制信號的過程中，當該512個內定向量被要求讀取，該第一子緩沖器中的八個區段依下列順序被讀取第y個、第(y-1)個、...、第1個、第8個、第7個、...、第(y+1)個，其中u等于[(s+1) mod 16]/2。該第二子緩沖器中的八個區段依下列順序被讀取第x個、第(x-1)個、...、第1個、第8個、第7個、...、第(x+1)個，其中x等于[s mod 16]/2。
請參閱圖4。圖4是根據本發明的一較佳具體實施例的合成子頻帶濾波裝置40的方塊圖。裝置40包含用以依序處理該18組信號的處理器401。處理器401進一步包含轉換模塊(converting module)401A、產生模塊(generating module)401B、以及緩沖器401C。
轉換模塊401A利用32點離散余弦轉換(式七)將該32個對應于該組正在處理中的信號的子頻帶取樣信號41轉換為32個轉換后的向量，并且以先進先出(FIFO)的原則將該32個轉換后的向量寫入緩沖器401C中的512個內定向量(V”0～V”511)。
產生模塊401B是根據式十六和儲存于緩沖器401C中的512個內定向量產生32個對應于該組正在處理中的信號的PCM信號42。
合成子頻帶濾波裝置40中的操作方式及原理是與前述的方法(如圖2所示)相同，因此在此不作贅述。
同樣地，于實際應用中，根據本發明的合成子頻帶濾波裝置40中的緩沖器401C也可以是本發明所提出的循環索引緩沖器。
通過以上較佳具體實施例的詳述，希望能更加清楚描述本發明的特征與精神，而并非以上述所揭露的較佳具體實施例來對本發明的范疇加以限制。相反地，其目的是希望能涵蓋各種改變及具相等性的安排于本發明所欲申請的權利要求的范疇內。
權利要求
1.一種合成子頻帶濾波的方法，該方法是針對18組信號執行，該18組信號中的每一組信號皆包含32個符合規范的子頻帶取樣信號，該規范提供512個窗框系數D0～D511，該方法包含下列步驟(a)依序處理該18組信號，并針對該組正在被處理中的信號執行下列步驟(a-1)利用32點離散余弦轉換將該32個子頻帶取樣信號轉換為32個轉換后的向量，并且以先進先出的原則將該32個轉換后的向量寫入512個內定向量V”0～V”511；以及(a-2)根據下列合成方程式產生32個脈碼調制信號S0～S31S16=Σi=1,3,5,...,15(-V′′32i)*D32i+16,]]>Sj=Σi=0,2,4,...,14V′′32i+16+j*D32i+j+Σi=1,3,5,...,15(-V′′32i+16-j)*D32i+j]]>for j＝0～15，以及S32-j=Σi=0,2,4,...,14(-V′′32i+16+j)*D32i+32-j+Σi=1,3,5,...,15(-V′′32i+16-j)*D32i+32-j]]>for j＝1～15，其中i和j皆為范圍在0到15之間的整數指標。
2.根據權利要求1所述的方法，其中該規范為MPEG-1 Layer III標準。
3.根據權利要求1所述的方法，其中該512個窗框系數符合下列關系D(512-k)＝-Dk，其中k為范圍在1到255之間的整數指標。
4.根據權利要求1所述的方法，其中該512個內定向量是儲存于緩沖器之中，該緩沖器被分為第一子緩沖器與第二子緩沖器，對應于該18組信號中的第s組信號的32個內定向量在s為奇數的情況下是儲存于該第一子緩沖器，若s為偶數，則對應于該18組信號中的第s組信號的32個內定向量是儲存于該第二子緩沖器，其中s為范圍在1到18之間的整數指標。
5.根據權利要求4所述的方法，其中該第一子緩沖器和該第二子緩沖器分別具有八個區段，每一個區段用以儲存該512個內定向量中的32個內定向量，該512個內定向量中對應于該18組信號中的第s組信號的32個內定向量是儲存于該第一子緩沖器的第[(s+1)mod 16]/2個區段，或是該第二子緩沖器的第[s mod 16]/2個區段。
6.根據權利要求5所述的方法，其中于步驟(a-2)，在產生對應于該18組信號中的第s組信號的32個脈碼調制信號的過程中，當該512個內定向量被要求讀取，該緩沖器中第一個被讀取的區段是該第一子緩沖器的第[(s+1)mod 16]/2個區段及該第二子緩沖器的第[s mod 16]/2個區段兩者之|。
7.根據權利要求6所述的方法，其中該第一子緩沖器中的八個區段依下列順序被讀取第y個、第(y-1)個、...、第1個、第8個、第7個、...、第(y+1)個，其中y等于[(s+1)mod 16]/2。
8.一種合成子頻帶濾波的裝置，該裝置是針對18組信號執行，該18組信號中的每一組信號皆包含32個符合規范的子頻帶取樣信號，該規范提供512個窗框系數D0～D511，該裝置包含處理器，該處理器用以依序處理該18組信號，該處理器進一步包含轉換模塊，該轉換模塊利用32點離散余弦轉換將該32個對應于該組正在處理中的信號的子頻帶取樣信號轉換為32個轉換后的向量，并且以先進先出的原則將該32個轉換后的向量寫入512個內定向量V”0～V”511；以及產生模塊，該產生模塊根據下列合成方程式產生32個對應于該組正在處理中的信號的脈碼調制信號S16=Σi=1,3,5,...,15(-V′′32i)*D32i+16,]]>Sj=Σi=0,2,4,...,14V′′32i+16+j*D32i+j+Σi=1,3,5,...,15(-V′′32i+16-j)*D32i+j]]>for j＝0～15，以及S32-j=Σi=0,2,4,...,14(-V′′32i+16+j)*D32i+32-j+Σi=1,3,5,...,15(-V′′32i+16-j)*D32i+32-j]]>for j＝1～15，其中i和j皆為范圍在0到15之間的整數指標。
9.根據權利要求8所述的裝置，其中該規范為MPEG-1 Layer III標準。
10.根據權利要求8所述的裝置，其中該512個窗框系數符合下列關系D(512-k)＝-Dk，其中k為范圍在1到255之間的整數指標。
11.根據權利要求8所述的裝置，其中該512個內定向量是儲存于緩沖器之中，該緩沖器被分為第一子緩沖器與第二子緩沖器，對應于該18組信號中的第s組信號的32個內定向量在s為奇數的情況下是儲存于該第一子緩沖器，若s為偶數，則對應于該18組信號中的第s組信號的32個內定向量是儲存于該第二子緩沖器，其中s為范圍在1到18之間的整數指標。
12.根據權利要求11所述的裝置，其中該第一子緩沖器和該第二子緩沖器分別具有八個區段，每一個區段用以儲存該512個內定向量中的32個內定向量，該512個內定向量中對應于該18組信號中的第s組信號的32個內定向量是儲存于該第一子緩沖器的第[(s+1)mod 16]/2個區段，或是該第二子緩沖器的第[s mod 16]/2個區段。
13.根據權利要求12所述的裝置，其中該產生模塊在產生對應于該18組信號中的第s組信號的32個脈碼調制信號的過程中，當該512個內定向量被要求讀取，該緩沖器中第一個被讀取的區段是該第一子緩沖器的第[(s+1)mod 16]/2個區段及該第二子緩沖器的第[s mod 16]/2個區段兩者之|。
14.根據權利要求13所述的裝置，其中該第一子緩沖器中的八個區段依下列順序被讀取第y個、第(y-1)個、...、第1個、第8個、第7個、...、第(y+1)個，其中y等于[(s+1)mod 16]/2。
全文摘要
本發明為一種合成子頻帶濾波的方法及裝置。根據本發明的方法及裝置是針對18組輸入信號執行。該18組輸入信號中的每一組輸入信號皆包含32個符合規范的子頻帶取樣信號。該規范提供512個窗框系數。該方法依序處理該18組信號，并針對該組正在被處理中的信號執行下列步驟首先利用32點離散余弦轉換將該32個子頻帶取樣信號轉換為32個轉換后的向量，并且以先進先出的原則將該32個轉換后的向量寫入512個內定向量，接著根據本發明提出的一組合成方程式產生32個脈碼調制信號。
文檔編號H04N7/24GK1968407SQ200510125429
公開日2007年5月23日 申請日期2005年11月17日 優先權日2005年11月17日
發明者張志舷, 洪智瑋, 蔡憲明 申請人:廣達電腦股份有限公司