專利名稱：均衡處理傳輸線路特性周期性波動的方法和裝置的制作方法
技術領域：
本發明涉及均衡處理傳輸線路特性周期性波動的方法和裝置，具體涉及改變均衡特性的方法和裝置，用以檢測傳輸線路特性的波動、并根據傳輸線路特性的波動改變其均衡特性，傳輸線路特性的波動是周期性發生的，是由于在電力線通信用的調制解調器等設備中因連接到電力線上的家用電器例如開關式電源等的內部元件的開關而引起的。
在電力線通信系統中，光纜與高壓配電線8-2相平行地設在從配電站8-1的接入節點8-11與架桿式變壓器8-3內的調制解調器之間以便傳送光信號，通信信號通過100V/200V低壓配電線8-4、進戶線8-5和室內配電線8-7在架桿式變壓器8-3與房屋8-6之內的墻上插座上插入的調制解調器之間傳送。
在這樣的電力線通信系統中，低壓配電線8-4可以看作是架桿式變壓器8-3內的調制解調器的電感，而連接到低壓配電線8-4的進戶線8-5和室內配電線8-7可以看作是電容。此外，由于防噪聲的電容器都連接在AC(交流電)100V線上因而各種家用電器呈現較大的容性負載。
為此，對架桿式變壓器8-3來說，低壓配電線8-4可以看作是低通濾波器(LPF)，于是出現了由于高頻帶成份大幅度衰減而使得連接到室內配電線8-7上的調制解調器的接收信號被噪聲埋沒了。雖然低頻帶成份不像高頻成份衰減那樣大，可是由于開關家用電器的電源或逆變器電路會釋放出隨機噪聲(彩色噪聲)，也使得低頻成分埋沒在大噪聲之中，因而使低頻成份的通信質量劣化。因此，為了實現以電力線為載體的高速數據通信，必須對噪聲采取措施。
對于防止接收信號劣化所采取的措施有調頻(FM)、移頻鍵控(FSK)、移相鍵控(PSK)等傳統的調制方法作電力線通信的調制解調器的調制方法，據說這些方法的抗噪聲的能力很強。然而，由于電力線的噪聲電平很高，所以這些調制方法只限于在1200bps(比特/秒)以下的低速應用中被采用。
此外，在電力線通信中還采用過擴頻譜技術，可是在白噪聲的環境下在S/N(信噪比)值變成負值時，傳輸能力急遽下降，數據傳送最大只能達到100kbps(千比特/秒)，最壞的情況是通信中斷。嘗試過采用利用多載波調制方法的OFDM(正交頻分復用)技術來避開噪聲高的載波頻段。
然而，開關家用電器中的電源和逆變器電路愈來愈普遍，在噪聲和由于開關電源和逆變器電路而引起傳送線路特性波動時，傳統技術只能用于低速通信，不可能實現幾兆bps的高速電力線通信。
開關家用電器的電源和逆變器電路的應用愈來愈普遍，在100V電源線上連接了防止噪聲電容而使容性負載愈來越大，在這種情況下，傳統技術不足以避開通信中的噪聲。主動地解決噪聲的發生和傳輸線路特性波動來提高信號的接收精度，才能更有效地實現高速通信。
上述的目的是借助于一種均衡處理方法而實現的。該方法包括以下步驟
根據接收信號，提取出關于傳輸線路特性周期性波動的信息；根據傳輸線路特性的波動情況，執行均衡處理同時切換均衡特性。
本發明的其它目的、特點和優點將通過結合附圖閱讀下文的詳細描述就會更加明了。
圖2A示出一種可消除低頻帶(固定頻帶)噪聲的調制解調制器的結構示意圖。
圖2B示出奈奎斯特傳輸線路的解釋圖。
圖3A和圖3B示出了由于開關家用電器內部元件引起電力線傳送線路特性的變化。
圖4A至圖4C示出在傳送線路特性周期性波動時由電力線傳送的信號點的示意圖。
圖5示出本發明的第一實施例。
圖6示出本發明的第二實施例。
圖7A示出根據本發明的用于檢測傳輸線路特性波動的傳送幀。
圖7B示出一種基準(REF)信號點。
圖8示出用于判斷傳送線路特性波動時間間隔的波動周期時間間隔判斷單元的功能方框圖。
圖9A示出代表基準信號接收點變化的脈沖信號。
圖9B示出脈沖信號(i)的解釋。


圖10A至圖10C示出波動的周期信號矢量的相位調整與時間間隔判斷的示意圖。
圖11示出更新X分量基準值REFx的功能方框圖。
圖2A示出可消除上文提到的低頻帶(固定頻帶)的噪聲的調制解調制器的結構示意圖。在圖2A所示的結構圖中，擾亂器(SCR S/R)擾亂發送信號(SD)，將該信號從串行轉變為并行，再將該信號傳送到矢量求和電路(G/N求和)。
矢量求和電路(G/N求和)把輸入的并行信號從葛萊二進制代碼(G)信號轉換成為自然二進制代碼(N)信號。矢量求和電路還執行矢量求和運算，這與接收側用于檢測相位的矢量求差電路(N/G求差)相對應。然后，把信號傳送到發送信號產生部分9-1。
發送信號產生部分9-1產生發送信號點，它由矢量表示。在傳送該發送信號時，由零點插入部分9-2對該發送信號插入零點信號。然后，由滾降濾波器(ROF1)進行波形整形，再由調制電路(MOD)對該信號進行調制，再由數/模轉換電路(D/A)將數字信號轉換成為模擬信號。此后，由低通濾波器(LPF)提取出含有電力線載波頻帶(10kHz至450kHz)的低頻帶信號，并傳送到發送線路(TX-line)。
發送線路(TX-line)所發送的發送信號由對置的調制解調器從接收線路(RX-line)接收。預定的頻帶成份(在使用電力線載波的調制解調器時為10kHz至450kHz)由帶通濾波器(BPF)提取出來，并將該信號由模/數轉換電路(A/D)轉換成為數字信號。這個數字表示的模擬信號由解調電路(DEM)解調為基帶信號，再由滾降濾波器(ROF2)進行波形整形，爾后傳送到定時提取單元(TIM)9-4。來自該定時提取單元(TIM)9-4的輸出信號被傳送到壓控晶體振蕩器(VCXO)型鎖相環電路(PLL VCXO)。
VCXO型鎖相環電路(PLL VCXO)提取出零點的相位，并將該零點的相位信號提供給模/數轉換器(A/D)作為取樣定時信號，還提供給接收部分中的時鐘分配部分(RX-CLK)。
對于來自接收部分的滾降濾波器(FOR2)的輸出信號而言，傳輸線路中噪音成份由噪聲消除部分9-5消除掉，而后，代碼之間的干擾由均衡器(EQL)消除掉，再由自動載波相位控制器(CAPC)調整相位，由判斷電路(DEC)執行接收信號的信號判斷，并將其判斷結果輸出給矢量求差電路(N/G求差)。
矢量求差電路(N/G求差)對發送部分所發送的自然二進制代碼(N)執行矢量求差運算，所述的矢量求差運算是矢量求和電路(G/N求和)的反運算，矢量求差電路將該信號轉換成為葛萊二進制代碼(G)信號，然后將它發送到解擾器(P/S DSCR)。解擾器(P/S DSCR)把并行葛萊碼轉換成為串行信號，實施解擾處理。然后，該信號作為接收信號(RD)而被輸出出去。
在發送部分中，發送時鐘脈沖分配電路(TX-CLK)向零點插入部分9-2、數/模轉換器(D/A)以及其它發送電路部分分配發送時鐘。在接收部分，接收時鐘脈沖分配部分(RX-CLK)從VCXO型鎖相環電路(PLL VCXO)提取接收時鐘，將接收時鐘分配給噪聲消除部分9-5以及其它接收電路部分。
只有從VCXO型鎖相環電路(PLL VCXO)提取的零點相位信號通過接收時鐘脈沖分配電路(RX-CLK)，該零點相位信號就是符號定時信號。虛線框之內的部分為奈奎斯特傳輸線路9-3。如圖2B所示，該奈奎斯特傳輸線路9-3透明地傳送信號，該信號中的信號點的時間間隔大于奈奎斯特時間間隔ND(1/384kB)。
上文描述了消除固定頻帶(低頻帶)噪音的調制解調器，在這種結構中，均衡器(EQL)和自動載波相位控制器(CAPC)假定傳輸線路特性是恒定的，借助于補償每個頻帶信號的振幅或相位來執行均衡處理。
然而，如上所述，家用電器中的開關式電源與50/60Hz電源頻率相同步地反復開關，使負載阻抗變化也同步于電源頻率，于是，電力線的傳輸線路特性變化也同步于50/60Hz。
圖3A和圖3B示出由于家用電器內部元件的開關而引起傳輸線路特性變化的情形。圖3A示出50/60Hz電源電壓一個周期，一個周期內的時間間隔A處于“開”狀態，時間間隔B處于“關”狀態。
圖3B示出，時間間隔A和B的傳輸線路特性。如圖3B所示，時間間隔A和B的傳輸線路特性有很大區別。
圖4A至圖4C示出由電力線傳送的信號點的示意圖，其內傳輸線路特性周期性變化。圖4A示出發送一個信號時的信號點(4個數值)。圖4B示出“開”狀態的時間間隔A的信號點和“關”狀態的時間間隔B的信號點(4個數值)。圖4C示出時間間隔A和B的接收信號點合并后的接收信號點。由于時間間隔A和B時的振幅和相位特性不同，故在各自時間間隔的信號點與原來的具有4個數值的信號點不同，因此用示波器顯示這些信號點時，如圖4C所示，顯示出信號點的8個數值。
如上所述，由于開關式部件的開關會引起傳輸線路特性周期性變化，而使均衡器(EQL)和自動載波相位控制器(CAPC)不能精確地執行均衡處理，從而增加接收信號判斷錯誤的頻度。
創制了本發明就是為了解決上述問題。下文描述本發明總體布局。
本發明的均衡處理的方法包括以下步驟根據接收信號，提取有關周期性波動的傳輸線路特性波動的信息；根據傳輸線路特性的波動，執行均衡處理，同時切換均衡特性。
在上述方法中，提取信息的步驟可以包括以下步驟接收發送側所發送的基準信號；利用該基準信號的相位或振幅的波動，檢測傳輸線路特性的變化點。
此外，上述方法還可以包括以下步驟提取傳輸線路特性波動周期的基本頻率信號；將該基本頻率信號矢量化成為一個矢量，調整與兩個變化點相對應的變化點矢量的相位，以使相位對于基準相位是對稱的；再將該基本頻率信號的矢量成份與一個基準值相比較；根據該比較步驟的比較結果，輸出一個切換信號，用于切換均衡特性。
再有，上述方法還可以包括下述步驟對每個相應的接收信號按照傳送線路特性波動的各個時間間隔分別執行均衡處理；將已執行均衡處理的各個相應的接收信號的錯誤相比較，根據上述比較步驟的比較結果，更新基準值。
下文描述本發明實施例。
圖5示出本發明的第一實施例。第一實施例包括兩個系統，每個系統包含一個均衡器(EQL)和一個自動載波相位控制器(CAPC)，其中一個系統與開關式電源的開關周期相同步地切換到另一個系統。
也即，將頻率成份輸出部分FFT的輸出輸入到第一選擇開關(SEL1)，所述的頻率成分輸出部分用于將從噪聲消除部分9-5輸出的接收信號的頻率成為進行輸出，第一選擇開關(SEL1)與代表前述的時間間隔A或B的信號相同步地把輸入信號輸出到第一和第二輸出端子之中的一個。
第一均衡器(EQL1)和第一自動載波相位控制器(CAPC1)連接到第一選擇開關(SEL1)的第一輸出端子，第二均衡器(EQL2)和第二自動載波相位控制器(CAPC2)連接到第一選擇開關(SEL1)的第二輸出端子。
第一和第二自動載波相位控制器(CAPC1、CAPC2)的輸出端連接到第二選擇開關(SEL2)的輸入端子。第二選擇開關(SEL2)與表示前述的時間間隔A或B的一個信號相同步地選擇二個輸入端子之中的一個輸入信號，并將被選中的信號輸出出去。
圖6示出本發明第二實施例。第二實施例只包括一個系統，該系統具有均衡器(EQL)和自動載波相位控制器(CAPC)，其中，設置在均衡器(EQL)和自動載波相位控制器(CAPC)中的關于均衡特性的參數與開關式電源的開關的周期相同步地變化。
也即，把來自FFT的輸出輸入到一個系統的均衡器(EQL)和自動載波相位控制器(CAPC)。另外，將用于時間間隔A和B的各自的均衡處理參數分別保持著，還設有一個選擇開關(SEL)用于選擇其中的一個參數。該選擇開關(SEL)選擇時間間隔A和B的均衡處理參數其中之一，并利用已選中的參數，與時間間隔A和B的切換周期相同步地將均衡器(EQL)和自動載波相位控制器(CAPC)進行設定，以便在每個時間間隔分別執行均衡處理。
圖7A示出根據本發明的用于檢測傳輸線路特性波動的傳輸幀的結構。如圖7A所示，該傳輸幀在發送部分與接收部分之間進行接收和發送，其結構包括一個主幀，該主幀包括128個子幀，每個子幀為1/4.8kHz。
主幀中的頭一個子幀被指定為“無傳輸能量的時間間隔”，用于測量噪聲分布以便消除噪聲。其余127個子幀被指定給數據信號。如圖7B所示，基準信號(REF)被指定到這127個子幀的每個子幀的各信道(CH1至CH64)，REF信號的振幅和相位是預先確定的。在接收側，根據已接收的REF信號進行判斷，以確定當前狀態是時間間隔A還是時間間隔B，并且與時間間隔的改變相同步地切換均衡器或設定和更新均衡處理參數。
已指定REF信號的信道對于每個子幀而言是在時間上彼此錯開的，以便于將RFF信號指定給每個信道。
圖7A示出信道CH1至CH64，它們對應于多載波調制方法中的每個載波。已指定的REF信號的數量和用于指定RFF信號的時間間隔是根據檢測傳輸線路特性的波動時間間隔的精確度而適當確定的，這取決于傳輸線路特性波動的幅值。
圖8示出用于判斷傳輸線路特性波動的時間間隔的波動周期的時間間隔判斷部分的功能方框圖。在波動周期時間間隔判斷部分中，功率計算部分4-1將圖2所示的接收部分的滾降濾波器(ROF2)的輸出信號轉變成為一個標定值，而后，帶通濾波器4-2提取出內含電力線電源頻率兩倍的頻率成份(100Hz或120Hz)，因為經功率計算部分4-1執行平方計算后，變成原來頻率的兩倍。該頻率成為波動周期的基本頻率，它引起傳輸線路特性波動。帶通濾波器4-2可以采用公知的二階帶通濾波器。
通過自動增益控制(AGC)電路4-3對帶通濾波器4-2的輸出信號執行自動增益調整，該信號而后與經歷90°相位延遲電路4-4的信號相組合，使之矢量化。傳輸線路波動周期的矢量化信號的相位由相位調整部分4-5作相位調整。相位調整將在下文詳細描述。
從發送側發送到每個信道的REF信號如圖7A所示，該信號是從高速傅里葉變換部分(FFT)輸出的，該部分輸出接收部分的每個信道的接收信號。這個信號輸入到圖8所示的波動周期時間間隔判斷部分。
如圖9A所示，時間間隔A的REF信號和時間間隔B的REF信號特性不同，時間間隔A和時間間隔B的信號其相位和振幅也不同。
參見圖8，對來自高速傅里葉變換部分(FFT)的REF信號輸入與經過延遲電路4-6的信號進行求差運算，以檢測出已接收的REF信號的變化量。然后將表示該變換量的信號由功率計算部分4-7執行平方運算，再由變化點檢測部分4-8作為脈沖信號i(表示變化點)輸出出去。
參見圖9B，脈沖信號(i)代表接收REF信號的變化點，指示傳輸線路特性從時間間隔A到時間間隔B或從時間間隔B到時間間隔A時的定時。圖中虛線曲線SF2表示電力線電源頻率之2倍的成份，實線曲線SF表示電源頻率成份。主幀含有REF信號，為37.5Hz，這比電源頻率的半周期還長些，故從時間間隔A變到時間間隔B和從時間間隔B變到時間間隔A全部發生在一個主幀內。當這種變化是借助于檢測信號點而檢測出來的，在這個信號點上，其相位和振幅在某種程度上都與先前的REF信號的接收點不同。
變化點檢測部分4-8的輸出信號(i)提供給開關部分4-9，用以控制開關部分的開和關。開關部分4-9在時間間隔A變到時間間隔B的時刻從相位調整部分4-5輸出的矢量信號中提取Y分量，也即，開關部分4-9提取代表波動周期矢量的相位分量的信號(ii)，并將該信號輸出給極性判斷部分4-10。
極性判斷部分4-10判斷矢量信號的Y分量(ii)的極性，并根據極性，向積分器4-11輸出“+1”或“-1”。積分器4-11對表示的極性信號進行積分，并把積分值輸出給正弦/余弦(sine/cosine)計算部分4-12。正弦/余弦計算單元4-12把輸入積分值當做相位角θ來計算正弦值SINθ和余弦值COSθ。從相位角θ轉換為正弦值SINθ和余弦值COSθ按照以下級數展開式計算的COSθ＝1-θ2/2！+θ4/4！SINθ＝1-θ3/3！+θ5/5！相位調整單元4-5根據波動周期信號矢量的Y分量的極性值的積分值，調整相位角θ，以使得從時間間隔A變到時間間隔B時的波動周期信號矢量和從時間間隔B變到時間間隔A時的波動周期信號矢量相對于X軸是對稱的。
也就是說，如果時間間隔變化點的這兩個波動周期信號矢量輸入到相位調整部分4-5之前，其相位如圖10A中黑點所示，則該相位經過相位調整部分4-5調整后，可使該矢量相對于圖10B所示的X軸是對稱的。
參見圖8，相位調整后的波動周期信號矢量的X分量在比較器4-13與X分量基準值REFx相比較。之后，時間間隔判斷部分4-14判斷在比較結果如圖10C所示(X-REFx)＞0時信號在時間間隔A內，而在(X-REFx)＜0時信號在時間間隔B內。然后，時間間隔判斷部分4-14根據判斷結果輸出一個切換信號。
均衡器(EQL)和自動載波相位控制器(CAPC)根據時間間隔判斷部分4-14輸出的切換信號，執行均衡處理同時切換均衡特性。當判斷不正確時，亦即X分量基準值REFx偏離正確值時，時間間隔A或時間間隔B的誤差(接收信號點與信號判斷點之間的距離)變大。
據此，可借助于判斷在自動載波相位控制器(CAPC)中在時間間隔A和B內發生誤差哪個誤差大，來更新X分量基準值REFx，就可以調整時間間隔的寬度。例如，如圖10C所示的，在時間間隔A的誤差較大時，由于時間間隔A包含了時間間隔B的區域，故X分量基準值REFx增加，時間間隔A就會減小。
圖11示出更新X分量基準值REFx的功能方框圖。如圖所示，從高速傅里葉變換部分(FET)輸出的每個接收信道的數據信號提供給時間間隔A處理部分7-10和時間間隔B處理部分7-20，其中時間間隔A處理部分7-10含有第一均衡器(EQL1)和第一自動載波相位控制器(CAPC1)，用于時間間隔A的傳輸線路特征，時間間隔B處理單元7-20含有第二均衡器(EQL2)和第二自動載波相位控制器(CAPC2)，用于時間間隔B傳輸線路特性。
在時間間隔A處理部分7-10和時間間隔B處理部分7-20的每個中，從相位控制器(CAPC1、CAPC2)的輸出的均衡信號分別在比較器7-11和7-12中與從判斷電路(DEC)輸出的、已執行過接收信號判斷的信號相比較，然后將其差值在平方運算部分7-12和7-22中進行平方，以便計算出信號之間的距離(誤差)。
從時間間隔A處理部分7-10輸出的“信號之間的距離”和從時間間隔B處理部分7-20輸出的“信號之間的距離”輸入到X分量基準REFx更新部分7-30。在X分量基準值REFx更新部分7-30中，更新判斷部分7-31根據圖8所示的時間間隔判斷部分4-14輸出的時間間隔信息，判斷當前狀態是處于時間間隔A中還是處于時間間隔B內。
當當前狀態處于時間間隔A內時，并且當時間間隔A處理部分7-10輸出的“信號之間的距離”(誤差A)大于時間間隔B處理部分7-20輸出的“信號之間的距離”(誤差B)時，更新判斷部分7-13輸出的一個信號，來增加X分量基準值REFx的最低有效比特(LSB)，以使X分量基準值REFx增大。
當狀態處于時間間隔A內，并且當時間間隔A處理部分7-10輸出的“信號之間的距離”(誤差A)小于時間間隔B處理單元7-20輸出的“信號之間的距離”(誤差B)時，更新判斷部分7-31輸出一個信號，來保持X分量基準值REFx，以使X分量基準值REFx不被更新。
若當前狀態處于時間間隔B內，而且從時間間隔A處理單元7-10輸出的“信號之間的距離”(誤差A)大于從時間間隔B處理單元7-20輸出的“信號之間的距離”(誤差B)時，更新判斷部分7-31輸出一個信號，保持X分量基準值REFx，以使X分量基準值REFx不被更新。
當當前狀態時間間隔B內，而且當時間間隔A處理部分7-10輸出的“信號之間的距離”(誤差A)小于時間間隔B處理單元7-20輸出的“信號之間的距離”(誤差B)時，更新判斷部分7-31輸出一個信號，減小X分量基準值REFx的最低有效比特(LSB)，從而減小X分量基準值REFx。
從更新判斷部分7-31輸出的更新信號提供到加法器7-32。加法器7-32借助于將該更新信號加上保存在X分量基準值維持部分7-33中的X分量基準REFx，來更新X分量基準值REFx。爾后，將已被更新的X分量基準值REFx新地保持存在X分量基準值保持部分7-33中，并將這已更新的X分量基準值REFx輸出到比較器4-13，與圖8所示的波動周期信號矢量的X分量相比較。
雖然參照圖8至圖11描述了一個實施例，其內執行了相位調整，以使波動周期信號矢量相對于X軸是對稱的，并且時間間隔A或B的判斷是借助于判斷調整后的波動周期信號矢量的X分量是否超過一個預定的基準值REFx來執行的，但是本發明不限于這個實施例。例如，這樣的實施例也是可以應用的，其內執行相位調整，以使波動周期信號矢量相對于Y軸是對稱的，并且判斷時間間隔A或B是借助于判斷調整后的波動周期信號矢量的Y分量是否超過一個預定的基準值REFx來執行的。
綜上所述，根據本發明，在電力線通信中，當傳輸線路特性由于家用電器開關式電源的開關而引起周期性變化時，判斷波動時間間隔和執行均衡處理是根據傳輸線路特性波動周期的時間間斷的改變來切換均衡特性而實現的。據此，對接收信號執行適當的均衡處理可以改善接收精確度，從而實現高速傳輸。
本發明絕不限于這個具體公開的實施例，在不偏離本發明的范圍內還可以作出各種變形和修改。
權利要求
1.一種均衡處理方法，其特征在于，包括以下步驟根據接收信號，提取傳輸線路特性波動的信息，所述的波動是周期性的；根據所述的傳輸線路特性的波動，執行均衡處理，同時切換均衡特性。
2.根據權利要求1所述的均衡處理方法，其特征在于，所述的提取信息的步驟還包括以下步驟接收從發送側發送的基準信號；利用所述的基準信號的相位或振幅的波動，檢測所述的傳輸線路特性的變化點。
3.根據權利要求2所述的均衡處理方法，其特征在于，所述的方法還包括以下步驟提取所述的傳輸線路特性波動周期的基本頻率信號；將所述的基本頻率信號矢量化成為一個矢量；調整與兩個變化點相對應的變化點矢量的相位，以使所述的相位變得相對于一個基準相位是對稱的；將所述的基本頻率信號的矢量與一個基準值相比較；及根據所述的比較步驟的結果，輸出一個切換信號，用于切換所述的均衡特性。
4.根據權利要求3所述的均衡處理方法，其特征在于，所述的方法還包括以下步驟對每個相應的接收信號，按所述的傳輸線路特性波動的每個時間間隔分別執行均衡處理；將每個已執行均衡處理后的接收信號的誤差相互比較；及根據所述的誤差比較步驟的結果，更新所述的基準值。
5.一種均衡處理裝置，其特征在于，包括一個信息提取部分，根據接收信號，提取關于傳輸線路特性波動的信息，所述的波動是周期性的；和一個均衡處理部分，根據所述的傳輸線路特性的波動，執行均衡處理同時切換均衡特性。
6.根據權利要求5所述的均衡處理裝置，其特征在于，所述的信息提取單元還包括一個接收部分，用于接收從發送側發送的基準信號；和一個檢測部分，利用所述的基準信號的相位或振幅的波動，檢測所述的傳輸線路特性的變化點。
7.根據權利要求6所述的均衡處理裝置，其特征在于，還包括一個用于提取所述的傳輸線路特性波動周期的基本頻率信號的部分；一個用于將所述的基本頻率信號矢量化的部分；一個用于調整對應于兩變化點的變化點的變化點矢量的相位以使所述的相位相對于一個基準相位是對稱的部分；和一個比較部分，用以對所述的基本頻率信號的矢量與一個基準值相比較；及一個輸出部分，根據所述的分量與所述的基準值相比較的結果，輸出一個切換信號，用以切換所述的均衡特性。
8.根據權利要求7所述的均衡處理裝置，其特征在于，均衡處理部分對每個相應的接收信號，按所述的傳輸線路特性波動的每個時間間隔分別執行均衡處理；和比較部分，用以將每個已均衡處理后的相應的接收信號的誤差相互比較；及更新部分，根據所述的誤差比較結果，更新所述的基準值。
9.根據權利要求5所述的均衡處理裝置，其特征在于，還包括多個均衡處理部分，用以對對應于不同傳輸線路特性執行均衡處理；切換部件，根據同步于所述的傳輸線路特性的波動，切換所述的均衡處理部分。
10.根據權利要求5所述的均衡處理裝置，其特征在于，還包括一個保持部分，用于保持不同傳輸線路特性的均衡處理參數；和設定部分，根據所述的傳輸線路特性的波動，設定對應于具體的傳輸線路特性的所述的均衡處理參數。
全文摘要
接收基準信號和檢測傳輸線路特性的變化點，提取傳輸線路特性波動周期的基本頻率信號，并將其矢量化，調整該矢量，以使得對應于兩個變化點的矢量相對于X軸是對稱的，然后借助于將該矢量的X分量與基準值相比較，來判斷傳輸線路特性波動的時間間隔。其結果是，根據該波動執行均衡處理。
文檔編號H04B3/06GK1392678SQ0113859
公開日2003年1月22日 申請日期2001年11月19日 優先權日2001年6月20日
發明者加來尚, 置田良二 申請人:富士通株式會社