切換控制器的制造方法
【技術領域】
[0001]本發明總體涉及射頻電路(RF)，尤其涉及可用于激活和停止射頻電路(包括在多個傳導路徑之間切換天線)的切換器以及其它應用。
【背景技術】
[0002]圖1示出了現有技術的射頻電路100，所述射頻電路100耦合至天線110。電路100包括數個傳導路徑120和天線切換器130，所述天線切換器130將天線110耦合至數個傳導路徑120。各傳導路徑120包括功率放大器140和接收器放大器150，所述功率放大器140和接收器放大器150通過切換器160交替地接合至天線切換器130。在天線切換器130內，各傳導路徑120通過串聯切換器170可切換地耦合至天線110，可選地，各傳導路徑120還通過并聯切換器180可切換地接地。
[0003]如圖1所示，當一個傳導路徑120被耦合至天線110 (在接通模式)時，該傳導路徑120的串聯切換器170閉合，而并聯切換器180斷開，對于所有其它傳導路徑120，切換器170、180處于相反的狀態(關閉模式)。雖然天線切換器130僅使用串聯切換器170工作，但是添加并聯切換器180通過使未被使用的傳導路徑120接地而提供了更大的絕緣性。
[0004]如圖2和圖3所示的現有技術的切換器200、300，通常使用多個串聯布置的晶體管來實現切換器170、180(以下更詳細地描述)，其中晶體管被一起控制，以交替地斷開和閉合。串聯晶體管有時也被稱為堆疊(stack)。堆疊中的晶體管的柵極由高電阻偏置網絡(bias network)控制。在接通模式，串聯切換器170浮起，在其兩端具有幾乎為OV的電壓降，晶體管表現為串聯電阻器。當串聯切換器170處于關閉模式時，各晶體管實際上表現為電容，串聯的晶體管的輸入側通過并聯切換器180接地，而串聯電阻器的輸出側呈現整個射頻電壓擺動，這是因為每個串聯切換器170的輸出側在被連接至天線110之前被連接至公共節點190。如果在公共節點190處的電壓是射頻電壓(VRF)并且串聯切換器170包括N個晶體管，則VRF/N必須保持為低于晶體管的擊穿電壓。
[0005]當關閉時，晶體管的源極和漏極之間的總電容源自于:源極和柵極、漏極和柵極、源極和通道以及漏極和通道之間的電容。該射頻領域中的堆疊在接通模式下的電阻(Ron)和在關閉模式下的電容(Coff)的乘積給出了表示該切換器的射頻性能的品質因數(Ron^Coff) 0切換器170、180中的晶體管的另一度量是其柵極電容，S卩，直流領域(用來控制晶體管)中偏置網絡和柵極之間的電容。斷開或閉合切換器170、180的切換速度與一時間常數成正比，所述時間常數是柵極電容和偏置網絡的電阻的乘積。
[0006]圖2和圖3提供了通常在互補式金屬氧化物半導體(CMOS)中實現的現有技術的切換器200、300的兩個示例。兩個切換器200、300包括多個串聯的晶體管，適于用作串聯或并聯的切換器170、180。在圖2示出的第一示例中，切換器200包括多個串聯(從源極到漏極)的晶體管210。電阻器220與所述多個晶體管210的各晶體管相關聯；對給定的晶體管210，電阻器220在晶體管210的源極和漏極之間并聯連接。所述多個晶體管210的柵極由偏置網絡一起控制，所述偏置網絡包括公共控制線230和數個電阻器240，其中各晶體管210通過電阻器240中的一個連接至公共控制線230。在圖2所示的構造中，切換時間是柵極電容和偏置網絡的電阻的乘積的函數。所有晶體管210被一起控制，因而切換時間是最優的。
[0007]圖2還示出了等效電路250，表示處于關閉模式的切換器200，以例示所述偏置網絡的功率損耗。應注意，為簡單起見，從等效電路250中省略了切換器200中的電阻器220。在電路250中，各晶體管210由兩個電容器表不,一個表不柵極的源極側的電容,另一個表示柵極的漏極側的電容。因為整個射頻電壓(VRF)分布于6個晶體管210的堆疊上，所以等效電路250的各電容器255的電壓是VRF的1/12(如圖所示)。在電路中，功率與電壓的平方成正比與電阻成反比(V2/2R)。如所例示的，在堆疊的一端，電阻器240的電壓為總VRF減去(1/12) VRF(相關聯的晶體管210的半個晶體管所耗散的電壓)，因而，堆疊的一端的電壓為(11/12)VRF。在堆疊中各個相繼的電阻器240的電壓下降(1/6)VRF，直至最后一個電阻器240，所述最后一個電阻器的電壓只有(1/12)VRF。因此，所述偏置網絡的各電阻器240所引起的功率損耗取決于其在堆疊中的相對位置。
[0008]在圖2所示的實施例中設有6個串聯的晶體管210，將各電阻器240的功率損耗相加以求得總損耗。在此實施例中，各項的分母(2R)是相同的，分子是電壓的平方和，即(112/122+92/122+72/122+52/122+32/122+1/122)VRF2o 其可以推廣至 N 個電阻器的情形:((2N-1)2+...+52+32+l)VRF2/(2N)2。隨著晶體管 210 的數量增加，平方和((2N-1)2+...)顯著大于平方項(2N)2，因而，總功率損耗隨著堆疊中每個晶體管210的增加而增加。
[0009]在圖3示出的第二實施例中，切換器300也包括多個串聯(從源極到漏極)的晶體管210。類似地，電阻器220與所述多個晶體管210的各晶體管相關聯；對給定的晶體管210，電阻器220在晶體管210的源極和漏極之間并聯連接。在此實施例中，所述偏置網絡也包括為各晶體管210設置的一個電阻器240，然而，在該構造中，電阻器240是沿著控制線230串聯連接。如所例示的，第一電阻器240設置在第一柵極和直流控制器(未示出)之間，第二電阻器240設置在第一柵極和第二柵極之間，以此類推。
[0010]圖3的實施例被優化，以盡可能減少功率損耗。這是因為，如圖3中的等效電路350所示，各電阻器240兩端的電壓降大約相同，即，VRF/6(串聯的電阻器中的第一個電阻器除外，其兩端的電壓降僅為VRF/12)。因此，當堆疊中串聯的晶體管210的數量增加時，功率損耗變為常數，而且不依賴于串聯的晶體管210的數量。雖然功率損耗被最小化，但是圖3的示例中的切換時間受影響，這是因為晶體管210從堆疊地一端到另一端逐漸打開。
[0011]線性性質是切換器200、300的另一參數(取決于堆疊中晶體管210的數量)。對于某些切換器200、300，其線性性質的要求非常高，例如對天線切換器130的線性性質要求非常高，這是因為天線切換器130通常是設置天線110之前的最后一個部件。在天線切換器130和天線110之間沒有過濾的情況下，天線110處的雜散和/或諧波信號可能會干擾目標信號。例如，頻帶17的第二諧波可能會落入GPS接收頻帶，因此需要約IlOdBc的諧波抑制。
[0012]在天線切換器130的切換器170、180堆疊中，晶體管210的數量通常取決于:處理所要求的功率所需的晶體管210的最小數量和提供切換器170、180所要求的線性性質所需的最小數量(取較大者)。如給定晶體管的所需數量，則使用所述偏置網絡的電阻作為變量來平衡切換時間和功率損耗。就切換時間而言，減少電阻可成比例地減小切換時間。然而，功率損耗與電阻成反，因此，減小電阻可增大所述偏置網絡的功率損耗。
【發明內容】