專利名稱：頻率解調電路的制作方法
技術領域：
本發明涉及頻率解調電路，用于從調頻載波信號中檢出調制后的信號。
調頻(以下稱FM)對于外部噪聲來說要比調幅具有更高的信/噪比，且它是用來發射電視伴音、調頻立體聲廣播等所共用的調制系統。
用于從調頻載波信號中檢出調制后的信號的調頻檢波器通常采用比率檢波器、福斯持-西利檢波器等，但隨著半導體技術的發展，接收機也采用了正交檢測器、鎖相環型檢波器等。
圖6是上文提到的正交檢波器的方框圖。在該圖中，標號1代表90°移相的其上輸入了調頻載波信號的電路;標號2代表帶通濾波器(BPF)，它被調節成使調頻載波頻率為其通帶的中心頻率;標號3代表一個乘法器，它檢測上述FM載波信號與BPF2輸出之間的相位差，從而檢出FM信號。隨后，所檢出的信號作為音頻信號通過一個低通濾波器(LPF)4而輸出。
假定FM載波信號的角頻率為W，當ωo＞ω的關系成立時BPF2產生相對于中心頻率fo(ωo)而相位超前的信號，而在ωo＜ω時產生相位落后的信號。
因此，如圖6B所示，當檢出輸入到BPF2的FM載波信號ω+90°的信號波形與僅在BPF2為正時的輸出波形ω的乘積時，則可在FM載波信號ω+90°和輸出波形W為正時的期間檢出其檢波輸出。這一輸出的平均電壓在ω＝ωo附近變化。因此，可通過LPF4對該輸出進行積分而檢出FM載波信號的調制信號分量。
圖7是鎖相環(PLL)型FM解調器的示意方框圖，其中標號5代表相位比較器，標號6代表低通濾波器而標號7代表其振蕩頻率由LPF6的輸出進行控制的壓控振蕩器。
如所周知的，該電路被施以反饋控制，這樣，壓控振蕩器(VOC)7鎖定于輸入的FM載波信號頻率上，與VOC7的中心頻率和FM載波信號的頻率改變相對應的差信號被LPF6取出。
上述類型的每一個調頻解調電路都使用可變相位的電路，它包括一個BPF，以相對于FM載波頻率fo的差來代替相位偏移，并隨后，通過使用相位比較器將其轉變為電壓幅度值，從而檢測FM信號波。
因此，需要使基準頻率fo與FM載波信號的中心頻率保持一致，且檢波器的解調特性絕大部分取決于所保持一致的準確性。
由于這個原因，通過調節線圈或電容器的值，使由可變相位裝置的組成元件(如線圈L和電容C)的值的非一致性引起的fo的改變得以校正。然而，這種調節不僅需要相當高的精確度，而且還有對溫度范圍、老化和裝置的構成元件精度的需求，由此而使整個系統的成本提高。
此外，上述FM解調系統是用于電視接收機的伴音信號解調電路的。如果電視為NTSC制的，根據所用電視的區域的不同，其伴音載頻分別為4.5MHz，在歐洲的B/G制下，伴音載頻為5.5MHz，在D/K制下為6.5MHz，而在I制下，調頻信號的伴音載頻為6MHz。
因此而引發了一個問題，即電視接收機中的FM解調電路具有不同的中心頻率fo，因此使需要進行調節的零件的數目和部分的數目無可避免地增加，從而降低了生產效率。
為了解決上述問題，本發明提供了一種頻率解調電路，它包括輸入了調頻載波信號的帶通濾波器、用于將帶通濾波器的輸出電平加倍的放大器、將帶通濾波器的輸入信號和放大器的輸出間的差信號輸出的減法器以及相位檢波器，用于檢出減法器的輸出與通過將輸入到帶通濾波器的信號相移90度而得到的信號之間的相位差信號，由此從相位檢波器中檢出FM載波信號的調制信號。
此外，本發明的相位檢波器還使得帶通濾波器的中心頻率可被控制得甚至當FM載頻改變時仍與載頻一致而不必調節，這是通過使帶通濾波器的中心頻率可被與檢測FM信號的相位檢波器的輸出相同的控制信號所調節來實現的。
如上所述，根據本發明，在用于檢測一輸入的FM載波信號的頻偏的帶通濾波器的后級提供一個放大器，以將帶通濾波器的輸出幅度加倍;一個減法器，用于將輸入到帶通濾波器的信號與放大器的輸出相減，從而形成全通均衡器。在這種情況下，由于均衡器的輸出被用作檢測相位偏移的目標信號，故相位偏移檢測的敏感性與傳統的正交型FM檢波器相比加倍，從而提高了檢波器的檢測敏感性。
此外，根據以下所描述的本發明的一個實施例，在控制環路中提供一個全通均衡器，使相位偏移的幅度恒定地輸入到相位比較器中，因此，可以通過相位檢波器的輸出來校正帶通濾波器的中心頻率，以此來控制該信號的相位改變并用作在某個范圍內由載頻調制的FM信號，無須對信號進行任何調節就可獲得一個FM檢波輸出。


圖1是根據本發明一個實施例的FM解調電路的主框圖;
圖2A為示意圖，示出組成圖1的FM解調電路一部分的移相器的相移特性;
圖2B為示意圖，示出組成圖1的FM解調電路一部分的帶通濾波器的相移特性;
圖2C為示意圖，示出組成圖1的FM解調電路一部分的減法器的相移特性;
圖3A為示意圖，以矢量的形式出現，示出從組成圖1的FM解調電路的元件中產生的信號的相位;
圖3B為示意圖，示出圖1電路的檢波特性;
圖4為示意圖，示出對帶通濾波器的中心頻率的校正操作;
圖5為電路圖，示出可用于本發明的帶通濾波器的一個例子;
圖6A為正交檢波型FM解調電路的方框圖;
圖6B為波形圖，示出FM載波信號的角頻率與帶通濾波器的輸出之間的關系;
圖6C為示意圖，示出圖6B的FM載波信號與帶通濾波器的波形;和圖7是PLL型FM解調電路的方框圖。
參見圖1，它是本發明的基本FM解調電路的方框圖，從端子T1輸入的FM載波信號Cfm加到90°移相器11及中心頻率基本上等于載頻fo的帶通濾波器(BPF)12上。
根據BPF12的頻率特性而進行相移的載波信號隨后輸入到放大器13，用于將信號的幅度加倍，并被送到減法器14(對負信號來說為加法器)的一個端子上。
減法器14的其它端子上加有移相器11的一個輸出(SA)，在減法器14上將輸出(SA)和BPF12的輸出(SB)兩者進行相減運算，隨后，減法器的相減的輸出信號V03加到相位比較器15，以檢測與被輸入的FM載波信號Cfm的相位差。
標號16代表一低通濾波器，上述相位差信號輸入到該濾波器上，其輸出形成一調制后的信號Afm。
標號17代表一低通濾波器(LPF)，該濾波器用于如隨后所述那樣控制BPF的中心頻率。
圖2A示出了上述移相器11的相移特性，圖2B示出其中心頻率設定為fo的BPF12的相移特性。也就是說，當FM載頻的中心頻率為fo時，BPF的移動量將為零，且根據調制波的頻偏使BPF為零和在+90°與-90°間相移。
由于減法器14移相器11的輸出(SA)與BPF12電平加倍并反相的輸出相加，則移相器的特性使相移如圖2C所示在-90°和-450°之間變化。
圖3A示出分別以矢量形式示出的上述信號的相位，其中移相器11的輸出信號示作EA，放大器13的輸出相對于RFM載波輸入信號Vin(Cfm)示作2EB。信號2EB由根據BPF12的移動量沿圓周的運動移動矢量來表示，信號2EB的矢量與代表減法器14的輸出V03和移相器11的輸出信號的矢量和處在繞原點0的圓周上。
這樣，在FM載波信號的中心頻率，輸出信號V03移相-270°，移動量根據FM信號的頻偏在+180°和-180°之間。隨后，移動后的信號V03和輸入的FM載波信號Vin間的相位差由相位比較器15檢出，其輸出作為通過LPF16的解調信號。在這種情況下，LPF16可依相位比較器15的類型而省略。
上述觀點的數學描述如下BPF的轉移函數T(S)的總表達式為T( s )=ω0Q·SS2+ω0Q·S + ω20]]>(1)減法器14的輸出V03為V03＝ A－2A ·T(S)(1)從方程(1)和(2)可得出
V0 3= A ·［S2-ω0Q·S + ω20S2+ω0Q·S +ω20］]]>(3)由于方程(3)中分母的第2項等于分子的第二項，則該方程表示一個代表全通型二次濾波器即均衡器的轉移函數。
另外，假定FM載波信號Cfm為Vin，移相器11可看作微分電路，則方程A＝S·Vin成立，方程(3)將為V0 3Vi n= S ·S2-ω0Q·S + ω20S2+ω0Q·S +ω20]]>(4)從方程(4)中可看到，表示Vin和V03之間相位差的輸出信號V01的檢波特性由于FM載波頻率的偏移而可獲得圖3B所示的相位解調特性。
輸出信號Vo1是Vin和V03間的瞬時相位差，Vin和V03之間的相位差△φ的微分結果被作為頻率差而輸出，從而獲得FM解調特性。當然也可使這些特性反過來。
本發明的FM解調電路的特性在于與傳統的正交型解調器相比信號檢波是相移270°后進行的，而傳統的是在中心頻率相移90°而進行的。由于它可使相位變化量加倍，因而可使檢波輸出信號電平加倍。結果，在解調時可將信/噪比提高6分貝。
如參照本發明實施例的描述，上述相位比較器15的輸出在LPF17中以平均電平出現，并被反饋作為控制BPF12的中心頻率fo的控制信號。結果可能會增加一個根據FM載波頻率自動地控制濾波器系統的中心頻率的函數。
也就是說，代表圖4所示相位比較器15的平均相位信息的輸出信號V01可看作其輸入的FM載波頻率與BPF12中心頻率fo(ωo)間頻差已被檢測出來的信號。
結果，該信號為圖3B所示的Vcl，在這種情況下，如果BPF12的中心頻率為f2，當中心頻率由信號Vcl控制而低于f2時，方程Vcl＝0成立，使帶通濾波器的中心頻率與載頻ωo一致。
因此，本發明的FM解調電路無需調節而可應用于依上述廣播制式不同而FM載波頻率不同的均合下。
雖然這種不需調節的作用通過使用帶通濾波器相移特性也能使傳統的FM解調電路具備，但傳統的電路受帶通濾波器的增益特性的影響，控制環的覆蓋范圍受到限制。
這意味著，由于因中心頻率的改變而使增益降低，在整個頻率上不用進行相位比較。
然而，在本發明的情況下，由于將被輸入到相位比較器15上的輸出信號V03已被轉換成具有預定的電平，拉到任何FM載波頻率在理論上可以做到，因而可獲得自動電路操作。
此外，如果如圖1所示，以虛線所示的方式提供第二相位比較器18，也可獲得一個傳統的正交型檢波輸出V02。
圖5示出上述BPF的具體電路實例。該電路主要部分包括構成一個第一差分放大器的一對晶體管Q1和Q2、構成第二差分放大器的一對晶體管Q3和Q4以及構成第三差分放大器的一對晶體管Q5和Q6，且用作Vin的FM載波信號被加到晶體管Q1的基極。
構成第二低通濾波器和帶通濾波器的第二和第三晶體管對在該濾波器中使其第一晶體管對的發射極經電容C。聯到濾波器上。
該電路的傳輸特性Vo/Vin表示為V0Vi n=2C1C2R3·SS2+SC1R2+2C1C2R1R3]]>(5)諧振頻率為
ω0=2C1C2R1R3]]>(6)由于代表第二和第三晶體管對的發射極電阻的R1和R2依電流源i2和i3而變，如果流經第三晶體管對Q5和Q6的差分電流i3由晶體管QA、QB、QC和QD而改變，則電路的諧振頻率也改變。也就是，如果相位比較器15的輸出是受平均相位差電壓△V控制，該電壓△V是通過以LPF17對比較器的輸出進行平均而獲得的，則電阻R3等效地改變，以改變上述諧振頻率，這樣，本發明的FM解調電路可具有能自動地校正帶通濾波器中心頻率使其為FM載波頻率的功能。
雖然圖1所示解調電路由帶通濾波器、增益加倍放大器和減法電路構成了全通型均衡器，不用說，任何均衡器電路都可使用而并不局限于僅以一定增益執行180°移相的上述實施例的電路。
如上所述，本發明的FM調制電路優點在于，由于在正交型解調器中提供了均衡器，這種均衡器的通帶至少覆蓋其中通過的載頻的偏移，且FM調制波的頻偏由均衡器的輸出檢測出來，則與傳統正交型解調器相比檢波敏感度提高了約6分貝，此外，由于BPF的中心頻率隨著FM載頻的載波而變，故不須對中心頻率fo進行調節，這樣檢波輸出的直流偏移可為零，隨之，可減少零件數目，生產率可提高能獲得適用范圍寬的FM解調器。
權利要求
1.一種用于對頻率調制的載波信號進行解調的電路，包括用于以帶通方式對所述頻率調制的載波信號進行濾波的裝置；用于將所述濾波裝置的輸出信號放大預定量的裝置；用于將所述濾波裝置的輸入信號從所述放大裝置的輸出信號中減去的裝置；用于在所述濾波裝置的輸入信號和所述減法裝置的輸出信號間提供90度相位差的裝置；和用于檢測其間相位差以從其輸出中獲得解調的信號的裝置。
2.如權利要求1的電路，其特征在于所述濾波裝置的輸出信號被放大2倍。
3.如權利要求2的電路，其特征在于所述濾波裝置包括一帶通濾波器，該濾波器具有與所述頻率調制載波信號的載頻對應的中心頻率。
4.如權利要求3的電路，其特征在于所述帶通濾波器包括有源帶通濾波器，其中心頻率是由所述檢測裝置的輸出控制的。
5.一種用于對頻率調制的載波信號進行解調的頻率解調電路，包括相位檢波器，其上饋入解調的信號;具有二次全通濾波器特性的頻率均衡器，其輸出被加到所述相位檢波器的輸入端之一上;用于將所述頻率調制的載波信號微分的微分器，其輸出被加到所述相位檢波器的另一輸入端或所述頻率均衡器的輸入端。
6.如權利要求5的頻率解調電路，其特征在于，所述頻率均衡器包括一個其中心頻率與所述頻率調制的載波信號的載波頻率相對應的帶通濾波器;用于將所述帶通濾波器的輸出信號放大預定量的放大器，和將所述帶通濾波器的輸入信號從所述放大器的輸出信號中減去的減法器。
7.如權利要求6的頻率調制電路，其特征在于所述放大器將所述帶通濾波器2的輸出信號的幅度放大2倍。
8.如權利要求7的頻率調制電路，其特征在于所述帶通濾波器包括可變頻率帶通濾波器，其中心頻率是由所述相位檢波器的輸出控制的。
9.如權利要求5的頻率調制電路，其特征在于所述微分器包括90度移相器。
全文摘要
具有改進的檢波敏感度的頻率解調電路，在正交型解調器中形成全通均衡器，其頻帶使其至少覆蓋其中所通過的載波偏移。均衡器包括一個帶通濾波器、增益加倍放大器及一減法器。電路的工作使FM載波信號通過相移而加到帶通濾波器及相位比較器，減法器的輸出和FM載波信號由相位比較器將其彼此相互比較，從而獲得一個FM解調的信號。
文檔編號H03D3/06GK1101180SQ9410908
公開日1995年4月5日 申請日期1994年8月10日 優先權日1993年8月10日
發明者平林敦志 申請人:索尼公司