二次曲線電調增益均衡電路的制作方法
【專利摘要】本發明提供一種二次曲線電調增益均衡電路，包括3dB電橋，第一、第二衰減單元，變容二極管D1、D2，第一、第二諧振電路，電容C1、C2，電壓控制單元；3dB電橋的第一輸出口、第二輸出口分別連接第一衰減單元、第二衰減單元；電容C1設置在3dB電橋的第一輸出口與第一衰減單元之間、電容C2設置在第二輸出口與第二衰減單元之間，或者電容C1設置在輸入口、電容C2設置在合路口；變容二極管D1的負極連接第一衰減單元，正極連接所述第一諧振電路；變容二極管D2的負極連接第二衰減單元，正極連接第二諧振電路；第一、第二諧振電路的另一端均接地；電壓控制單元一端分別與變容二極管D1、D2的負極連接，另一端接地。本發明能夠實現對二次增益曲線的電調均衡。
【專利說明】二次曲線電調增益均衡電路
【【技術領域】】
[0001]本發明涉及通信【技術領域】，特別涉及一種二次曲線電調增益均衡電路。
【【背景技術】】
[0002]在移動通信網絡中，功率放大器(以下簡稱功放)的典型增益曲線如圖1所示，為凸形的曲線。功放的推動級與末級通常采用LDMOS(橫向擴散金屬氧化物半導體)功放管，LDMOS功放管的輸入輸出阻抗通常是隨頻率變化的，通過內匹配與外匹配的作用就使得在工作頻段fl?f2內增益較大，且增益曲線呈拋物線型(即二次曲線型)，在中心頻點f0附近增益達到最大值。
[0003]功放拋物線型的增益曲線會對通信系統產生諸多不利影響，主要會惡化功放的線性指標與效率指標。以大功率寬帶數字預失真(Digital Pre-Distort1n,DPD)功放為例，采用前控的輸出功率電平自動控制(Automatic Level Control, ALC)方式,較大的增益波動將產生較大輸出ALC功率波動，通常會大于IdB甚至更高；當f I與f2頻點達到額定輸出功率時，f0頻點輸出功率將顯著大于額定輸出功率，這會導致f0頻點初始線性更差，對消后線性無法滿足通信系統的要求，這種情況下只能降低整個頻段的輸出功率等級，又造成額定輸出功率變小，效率也會變差。所以需要一種增益均衡技術，使功放獲得較平坦的增益曲線。
[0004]現有增益均衡技術可分為3大類:(I) 一次曲線增益均衡器，該類均衡器只能均衡正斜率或負斜率直線型增益曲線，都屬于一次曲線，無法均衡拋物線型增益曲線；(2) 二次曲線增益均衡器，該類均衡器可以均衡拋物線型增益曲線，但現有技術中的二次曲線增益均衡器實現方式較復雜，實用性無法滿足功放產品的要求；(3)數字增益均衡器，理論上這類均衡器可以均衡任意形狀增益曲線，利用單片機或FPGA等數字芯片的計算能力，在數字域進行均衡處理，然后由中頻變頻到射頻，但數字增益均衡器只能應用在具有較強數字計算資源和變頻功能的產品中，適用的范圍較小。
【
【發明內容】
】
[0005]基于此，本發明為解決現有的增益均衡技術存在的問題，提供一種電路實現簡單、實用性較強的二次曲線電調增益均衡電路，通過調節電壓實現對二次曲線型增益的均衡校正，滿足了通信系統的需求。
[0006]本發明實施例的內容如下:
[0007]一種二次曲線電調增益均衡電路，包括3dB電橋，第一衰減單元、第二衰減單元，變容二極管D1、D2，第一諧振電路、第二諧振電路，電容C1、C2，電壓控制單元；
[0008]所述3dB電橋的第一輸出口、第二輸出口分別連接所述第一衰減單元、第二衰減單元；
[0009]所述電容Cl設置在所述3dB電橋的第一輸出口與所述第一衰減單元之間、所述電容C2設置在所述3dB電橋的第二輸出口與所述第二衰減單元之間，或者所述電容Cl設置在所述3dB電橋的輸入口、所述電容C2設置在所述3dB電橋的合路口 ；
[0010]所述變容二極管Dl的負極連接所述第一衰減單元，正極連接所述第一諧振電路；
[0011]所述變容二極管D2的負極連接所述第二衰減單元，正極連接所述第二諧振電路；
[0012]所述第一諧振電路、第二諧振電路的另一端均接地；
[0013]所述電壓控制單元一端分別與變容二極管D1、D2的負極連接，另一端接地。
[0014]本發明通過調節變容二極管的反向偏壓實現增益曲線左右平移的調節，通過合理設置衰減單元實現增益曲線凹形深度調節，因此本發明的增益均衡電路能夠實現對二次增益曲線的電調均衡，應用形式靈活方便。基于本發明的增益均衡電路通過合理設置后可以實現對稱互易，輸入輸出回波損耗較低，具有較好的一致性，可生產性也較強。另外本發明的增益均衡電路構造簡單，具有較好的實用性與成本優勢。
【【專利附圖】

【附圖說明】】
[0015]圖1為現有技術中功率放大器的典型增益曲線；
[0016]圖2為本發明實施例中二次曲線電調增益均衡電路的結構示意圖；
[0017]圖3為本發明另一實施例中二次曲線電調增益均衡電路的結構示意圖；
[0018]圖4為本發明實施例中的均衡電路在不同衰減電阻下的增益曲線；
[0019]圖5為本發明實施例中的均衡電路在不同控制電壓Vctrl下的增益曲線；
[0020]圖6為本發明實施例中的均衡電路實際應用效果示意圖；
[0021]圖7為本發明另一實施例中二次曲線電調增益均衡電路的結構示意圖。
【【具體實施方式】】
[0022]下面結合具體的實施例對本發明的內容作進一步闡述。
[0023]如圖2所示，一種二次曲線電調增益均衡電路，包括3dB電橋I，第一衰減單元21、第二衰減單元22，變容二極管D1、D2，第一諧振電路31、第二諧振電路32，電容C1、C2，電壓控制單元。
[0024]3dB電橋具有4個端口，如圖所示，分別為a、b、C、d，其中端口 a為輸入口，端口 b為合路口，端口 c為第一輸出口，端口 d為第二輸出口，射頻輸入信號從端口 a輸入后，從端口 C、d廣生等幅且具有90°相位差的兩路彳目號。
[0025]所述3dB電橋I的第一輸出口 C、第二輸出口 d分別連接第一衰減單元21、第二衰減單元22 ;電容Cl設置在3dB電橋I的第一輸出口 c與第一衰減單元21之間，電容C2設置在3dB電橋I的第二輸出口 d與第二衰減單元22之間；變容二極管Dl的負極連接第一衰減單元21，正極連接第一諧振電路31 ;變容二極管D2的負極連接所述第二衰減單元22，正極連接第二諧振電路32 ;第一諧振電路31、第二諧振電路32的另一端均接地；所述電壓控制單元一端分別與變容二極管D1、D2的負極連接，另一端接地。
[0026]在圖2中，較粗的連接線為射頻傳輸線，較細的傳輸線為普通直流連接線。3dB電橋是左右互易的器件，為了使得本發明取得較低的輸入輸出回波損耗，本實施例中的增益均衡電路左右對稱，即電容C1、C2相同，第一衰減單元21、第二衰減單元22相同，變容二極管D1、D2相同，第一諧振電路31、第二諧振電路32相同。
[0027]下面簡述該實施例中增益均衡電路的工作原理。
[0028]射頻信號從RFin端輸入，再經端口 a輸入到3dB電橋1，因為3dB電橋的固有特性，射頻信號會等分地從端口 c與端口 d輸出(兩路信號幅度相等，相位相差90度)，以圖2中左邊一路射頻信號為例(即端口 c輸出的射頻信號)，射頻信號會依次通過電容Cl、第一衰減單元21、變容二極管D1、第一諧振電路31，然后射頻信號被反射從原路返回，由端口c再次進入3dB電橋1，同理端口 d輸出的射頻信號反射返回之后再從端口 d進入3dB電橋
I,此時兩路信號到達端口 b處進行相加合成，從RFout端輸出。
[0029]上述的第一衰減單元21和第二衰減單元22是通過電阻或者等效的可調電阻實現射頻信號的衰減。
[0030]射頻信號從RFin端進入到從RFout端輸出的過程中，會有部分射頻信號功率損耗在第一衰減單元21、第二衰減單元22，變容二極管Dl、D2，第一諧振電路31、第二諧振電路32上，余下的射頻信號功率由端口 RFout輸出，所以通過控制第一衰減單元21、第二衰減單元22，變容二極管Dl、D2，第一諧振電路31、第二諧振電路32就可以實現對整個電路增益特性的調節。
[0031]3dB電橋I端口 c的負載主要由三部分組成:第一衰減單元21的阻抗、變容二極管Dl的阻抗、第一諧振電路31的阻抗。電容Cl容值較大，阻抗很小，此處可以忽略。端口d的負載情況與端口 c類似。
[0032]較佳的，本實施例中諧振電路采用LC并聯諧振電路。第一諧振電路31、第二諧振電路32具有固定的諧振頻率，在諧振頻率點其阻抗為無窮大，遠大于傳輸線的特征阻抗。為了便于說明，將射頻信號的頻率分為高頻段、低頻段和中間頻段。在高頻段時，射頻信號的頻率越靠近諧振頻率點，諧振電路對外阻抗越大，射頻信號接近全反射，大部分射頻信號從3dB電橋I的端口 b輸出，整個電路插入損耗(以下簡稱插損)較小，增益較大；在低頻段時，射頻信號的頻率遠離諧振頻率點，諧振電路對外阻抗很小，相當于短路，但在低頻段變容二極管Dl、D2的阻抗卻很大，遠大于傳輸線的特征阻抗，此時射頻信號也接近全反射，整個電路插損較小，增益較大；在中間頻段時，射頻信號的頻率處于中間頻率范圍，只有小部分射頻信號被反射從端口 b輸出，大部分經過第一衰減單元21、第二衰減單元22，變容二極管Dl、D2，第一諧振電路31、第二諧振電路32，整個電路產生較大的插損，增益較小。因此，基于上述諧振電路的特性使得整個電路的增益曲線為二次曲線，增益曲線形態為凹形。另外，第一諧振電路31、第二諧振電路32對直流電壓是短路的，這也為變容二極管的直流控制電壓提供完整的直流回路。
[0033]電容與電感都是電抗元件，只會暫時地儲存與釋放能量，起到緩沖的作用，不會消耗能量，所以變容二極管D1、D2，第一諧振電路31、第二諧振電路32不會使得整個電路的插損變大。第一衰減單元21、第二衰減單元22主要由電阻或等效可調電阻構成，電阻會消耗射頻能量，使得插損較大，當第一衰減單元21、第二衰減單元22的阻值與射頻傳輸線的特征阻抗匹配時插損最大，基本上會消耗所有的能量，不會有功率輸出。以射頻傳輸線的特征阻抗為50 Ω為例，當第一衰減單元21的阻值R大于50 Ω時，R越大插損越小，R為無窮大時插損為O ;當R小于50 Ω時，R越小插損越小，!?為00時插損為O。因此，調節第一衰減單元21、第一衰減單元22可以調節整個電路的凹形增益曲線的深度。
[0034]從上面的描述可知，上述的高頻段是按照當前頻率是否接近諧振頻率點來劃分的，而低頻段則是以當前頻率對應的變容二極管的阻抗是否遠大于傳輸線的特征阻抗來劃分的，因此，變容二極管Dl、D2的容值變化可使得低頻段區域在頻率軸上左右移動，而變容二極管D1、D2的容值是由加在兩端的直流電壓決定的，該電壓由所述的電壓控制單元提供，電壓大小可調節，即改變電壓控制單元的直流電壓就可以使得整個電路的凹形增益曲線在頻譜上左右平移，實現增益曲線的電壓調節功能。
[0035]在本實施例中，由于整個電路是左右對稱的，所以端口 c與端口 d處對外阻抗是相同的，再加上3dB電橋固有特性，由端口 c、d進入3dB電橋I的射頻信號不會由端口 a輸出，即沒有射頻信號返回到RFin端，所以整個電路的輸入回波情況較好，同理，整個電路的輸出回波也較好，整體輸入輸出回波損耗低。
[0036]在本實施例中，電容Cl、C2的作用在于隔離電壓控制單元產生的直流電流，防止該直流電流通過3dB電橋進入RFin端、RFout端，避免電路不可控。電容Cl、C2也可以分別設置在3dB電橋的端口 a、端口 b處，即端口 a與RFin端之間有電容Cl，端口 b與RFout端之間有電容C2，同樣可以起到上述的隔離直流電流的效果。
[0037]在一種實施方式中，上述的第一衰減單元21可以為電阻或等效可調電阻，同理第二衰減單元22也可為電阻或等效可調電阻。下面就以第一衰減單元21、第二衰減單元22同時為電阻或同時為等效電阻來進行說明。
[0038]如圖3所示的二次曲線電調增益均衡電路，第一衰減單元為電阻R1，第二衰減單元為電阻R2，所述電壓控制單元包括射頻隔離裝置S1、S2 ;射頻隔離裝置SI 一端連接在變容二極管Dl的負極，射頻隔離裝置S2 —端連接在變容二極管D2的負極，射頻隔離裝置S1、S2的另一端均接入電壓源Vctrl。所述的射頻隔離裝置為電阻或電感，該電阻的阻值(或電感的感抗值)遠大于傳輸線的阻抗時，就能隔離射頻信號。
[0039]圖4顯示的是基于本實施例的二次曲線電調增益均衡電路在不同衰減電阻下的增益曲線，橫軸為頻率freq，縱軸為增益，改變電阻R1、R2阻值的大小就可以實現增益曲線的凹形的深度調節，在該實施例中Rl與R2的阻值相同，依次取5Ω、15Ω、25Ω時，增益曲線的凹形逐漸加深，形成圖4所示的曲線。在實際仿真時可以明顯看出，R1、R2的阻值越接近傳輸線的特征阻抗50Ω，增益曲線的凹形越深。針對被均衡對象的增益曲線的凸形的高度選擇合適阻值的電阻Rl、R2，即可實現較好的均衡效果。
[0040]圖5顯示的是基于本實施例的二次曲線電調增益均衡電路在不同控制電壓下的增益曲線，其中橫軸為頻率freq，縱軸為增益，電壓源Vctrl的控制電壓Vctr分別為3V、4V、5V，改變電壓源Vctrl直流控制電壓的大小就可以實現增益曲線的左右平移；圖5中端口 Vctrl處的控制電壓分別取3V、4V、5V時，凹形增益曲線的中心頻點逐漸往右移。所以針對被均衡對象的凸形增益曲線的中心頻點位置，調節端口 Vctrl處的控制電壓大小，即可實現較好的均衡效果。
[0041]圖6為本實施例的實際應用效果示意圖，被均衡對象為凸形的增益曲線(圖6曲線I)，通過調節端口 Vctrl控制電壓與電阻Rl、R2的阻值，可以獲得與被均衡對象相反的增益曲線(圖6曲線2)，兩者相加后得到了平坦的增益曲線(圖6曲線3)。本實施例的增益均衡電路構造簡單，可實現對二次增益曲線的均衡，具有較好的實用性與成本優勢。
[0042]如圖7所示，在另一實施例中，第一衰減單元包括PIN 二極管D3、射頻隔離裝置S3、S5、電容C3 ；PIN 二極管D3的正極與3dB電橋I的第一輸出口 c以及射頻隔離裝置S3連接，PIN 二極管D3的負極與電容C3以及射頻隔離裝置S5連接，電容C3與變容二極管Dl的負極連接，射頻隔離裝置S3的另一端接入電壓源Vctr2，射頻隔離裝置S5的另一端接地。
[0043]在本實施例中，第二衰減單元的電路結構與第一衰減單元相同，包括PIN 二極管D4、射頻隔離裝置S4、S6、電容C4 ；PIN 二極管D4的正極與3dB電橋I的第二輸出口 d以及射頻隔離裝置S4連接，PIN 二極管D4的負極與電容C4以及射頻隔離裝置S6連接，電容C4與變容二極管D2的負極連接，射頻隔離裝置S4的另一端接入電壓源Vctr2，射頻隔離裝置S6的另一端接地。
[0044]本實施例與上述實施例不同之處在于,利用子電路模塊41、51替代了原固定電阻R1、R2，并增加了第二個直流控制電壓端口即端口 Vctr2。其中PIN 二極管是一種特殊的二極管，其實質功能可表現為一個壓控電阻，即改變PIN 二極管兩端的直流電壓壓降就可以得到不同的電阻阻值。所以，通過改變端口 Vctr2的直流電壓，就可以對整個電路的凹形增益曲線的凹形的深度進行調節，實現增益曲線的電壓調節功能。其中，射頻隔離裝置S3、S4、S5、S6都是為了隔離射頻信號通直流，可選用較大阻值的電阻或大感抗值的電感。電容C3、C4的作用在于隔直流，防止端口 Vctr2輸入的直流電壓進入變容二極管D1、D2。
[0045]在該實施例中，通過調節端口 Vctrl控制電壓與端口 Vctr2的控制電壓，調整二次增益曲線的凹形深度以及左右平移距離，從而獲得與被均衡對象相反的增益曲線，兩者均衡后得到了平坦的增益曲線，實現了二次曲線電調增益均衡的目的。
[0046]綜合以上內容，本發明通過調節變容二極管的反向偏壓來調節其容值，從而實現增益曲線左右平移的調節；通過合理設置衰減單元(電阻或等效可調電阻)實現增益曲線凹形深度的調節，因此本發明的增益均衡電路能夠實現對二次增益曲線的電調均衡，應用形式靈活方便。基于本發明的增益均衡電路通過合理設置后實現對稱互易，輸入輸出回波損耗較低，具有較好的一致性、可生產性。
[0047]以上所述實施例僅表達了本發明的幾種實施方式，其描述較為具體和詳細，但并不能因此而理解為對本發明專利范圍的限制。應當指出的是，對于本領域的普通技術人員來說，在不脫離本發明構思的前提下，還可以做出若干變形和改進，這些都屬于本發明的保護范圍。因此，本發明專利的保護范圍應以所附權利要求為準。
【權利要求】
1.一種二次曲線電調增益均衡電路，其特征在于，包括3dB電橋，第一衰減單元、第二衰減單元，變容二極管D1、D2，第一諧振電路、第二諧振電路，電容C1、C2，電壓控制單元； 所述3dB電橋的第一輸出口、第二輸出口分別連接所述第一衰減單元、第二衰減單元；所述變容二極管Dl的負極連接所述第一衰減單元，正極連接所述第一諧振電路；所述變容二極管D2的負極連接所述第二衰減單元，正極連接所述第二諧振電路；所述第一諧振電路、第二諧振電路的另一端均接地；所述電壓控制單元一端分別與變容二極管Dl、D2的負極連接，另一端接地；所述電容Cl設置在所述3dB電橋的第一輸出口與所述第一衰減單元之間、所述電容C2設置在所述3dB電橋的第二輸出口與所述第二衰減單元之間，或者所述電容Cl設置在所述3dB電橋的輸入口、所述電容C2設置在所述3dB電橋的合路口。
2.根據權利要求1所述的二次曲線電調增益均衡電路，其特征在于，所述電壓控制單元包括射頻隔離裝置S1、S2 ;所述射頻隔離裝置SI 一端連接在所述變容二極管Dl的負極，所述射頻隔離裝置S2 —端連接在所述變容二極管D2的負極，所述射頻隔離裝置S1、射頻隔離裝置S2的另一端均接入電壓源Vctrl。
3.根據權利要求1所述的二次曲線電調增益均衡電路，其特征在于，所述第一衰減單元包括電阻Rl。
4.根據權利要求1所述的二次曲線電調增益均衡電路，其特征在于，所述第二衰減單元包括電阻R2。
5.根據權利要求1所述的二次曲線電調增益均衡電路，其特征在于，所述第一衰減單元包括PIN 二極管D3、射頻隔離裝置S3、S5、電容C3 ;所述PIN 二極管D3的正極與所述3dB電橋的第一輸出口以及所述射頻隔離裝置S3連接，所述PIN 二極管D3的負極與電容C3以及射頻隔離裝置S5連接，所述電容C3的另一端與所述變容二極管Dl的負極連接，所述射頻隔離裝置S3的另一端接入電壓源Vctr2，所述射頻隔離裝置S5的另一端接地。
6.根據權利要求1所述的二次曲線電調增益均衡電路，其特征在于，所述第二衰減單元包括PIN 二極管D4、射頻隔離裝置S4、S6、電容C4 ;所述PIN 二極管D4的正極與所述3dB電橋的第二輸出口以及所述射頻隔離裝置S4連接，所述PIN 二極管D4的負極與電容C4以及射頻隔離裝置S6連接，所述電容C4的另一端與所述變容二極管D2的負極連接，所述射頻隔離裝置S4的另一端接入電壓源Vctr2，所述射頻隔離裝置S6的另一端接地。
7.根據權利要求2所述的二次曲線電調增益均衡電路，其特征在于，所述射頻隔離裝置S1、S2為電阻或電感。
8.根據權利要求5所述的二次曲線電調增益均衡電路，其特征在于，所述射頻隔離裝置S3、S5為電阻或電感。
9.根據權利要求6所述的二次曲線電調增益均衡電路，其特征在于，所述射頻隔離裝置S4、S6為電感或電阻。
10.根據權利要求1至9中任一項所述的二次曲線電調增益均衡電路，其特征在于，所述第一諧振電路、第二諧振電路均為LC并聯諧振電路。
【文檔編號】H03G3/20GK104242851SQ201410484529
【公開日】2014年12月24日 申請日期:2014年9月19日 優先權日:2014年9月19日
【發明者】査文清, 李合理, 張磊 申請人:京信通信系統（中國）有限公司