專利名稱：用于對ac外部電源傳送到負載的電量進行控制的設備的制作方法
技術領域：
本發明涉及一般的電子控制系統及系統，尤其是涉及照明控制電路及系統。
背景技術：
存在有多個應用，這些應用希望對傳送到負載的電能的平均值進行控制。這種應 用的一個例子就是利用調光器來控制燈的輸出。調光器的典型功能就是對通過負載的電流 傳導性進行控制。可控傳導設備與AC線電壓相同步，并且對可控傳導設備進行控制以使其 在AC線電壓的每半個周期中的預定間隔內是可傳導的。也就是說，負載僅在AC線電壓半 周期的一部分內接收電能(導通)。傳導時間越長，傳送到負載的電能越多。由于相同的邏 輯，傳導時間越短，傳送到負載的電能越少。主要存在兩種用于對諸如照明負載這樣的AC負載進行控制的方法，即前相控制 和逆相控制。可控傳導設備是其傳導性是由外部信號來控制的一設備。這些設備包括諸如 金屬氧化物半導體場效應晶體管(M0SFET)、絕緣柵二級管(IGBT)、二級結型晶體管(BJT)、 三端雙向可控硅器件、可控制硅整流器(SCR)、中繼器、開關、真空管等等這樣的設備。這兩 種方法利用可控傳導設備的可傳導和不可傳導狀態來控制負載上的電能，并且使可控傳導 設備的傳導性和不可傳導性與AC線電壓源的過零相同步。如圖13所示的前相控制方法使可控傳導設備與AC外部電源相同步，并且將可控 傳導設備控制為在AC線電壓半周期的第一部分內是不可傳導的，此后將可控傳送設備控 制為在AC線電壓半周期的剩余部分內是可傳導的。在逆相控制的方法中，如圖14所示，相 對于時間而言使不可傳導和可傳導的周期反轉。也就是說，對可控傳導設備進行控制以使 其在AC線電壓半周期的第一部分期間是可傳導的，之后是相同半周期的不可傳導周期。逆 相控制方法經常被用于對諸如電子變壓器這樣的電容性負載進行操作。在基于前相控制的控制系統中，可控傳導設備通常是三端雙向可控硅器件或SCR。 可對這些設備進行控制以使其是不可傳導的或者是可傳導的。然而，如果對這些設備進行 控制以使其是可傳導的，僅僅能通過使流過這些設備的電流達到零而使其是不可傳導的。 由于這個特性，這類可控傳導設備不用于基于逆相控制的控制系統，該系統需要具有可啟 用和禁止傳導的能力。電子控制設備必須獲得電源以便為其相關的電子設備提供電能。此外，許多控制 設備需要與定時信息有關的線性頻率。僅具有兩個電源終端的控制設備具有與AC外部電源的一帶電線相連的這些終端中的一個(帶電端)以及與負載的第一終端相連的其他終端 (微弱的帶電端)。具有這種連接的控制設備通常被稱為“兩線”控制。與其負載串行連接 的兩線控制設備必須對其電源充電并且通過該負載獲得了定時信息。該負載通常具有很寬 范圍的輸入阻抗。因而，在兩線連接方案中兼顧了電源的操作和定時電路。然而，當在其不 使用中性線的一應用中對控制設備敷設導線時，兩線連接是必需的。與帶電線、負載、以及中性線相連的控制設備通常被稱為“三線”控制。當AC外部 電源的中性線用于連接控制設備的一中性端時，獲得了與相連的負載無關的電源和過零信 息，由此提高了性能。在許多應用中，不使用AC外部電源的中性線。因此，需要可正確操作 的一控制以作為兩線控制或三線控制，由此使得控制可用在其具有更大靈活性的寬范圍的 應用領域中。用于將諸如AC線電壓這樣的高壓電源衍變成非絕緣的低壓電源的現有技術使用 諸如貓耳電源這樣的電路。該系統可在線電壓過零時或接近線電壓過零時進行傳導，以便 對儲能電容器進行重新充電。該系統通常在從線電壓過零開始的大約1微秒范圍內進行適 當操作。時間窗之外的操作可消除電源中的過多電能。相對于提供給相連DC負載的平均電流而言，貓耳電源具有相對高的波峰輸入電 流和較高的平均輸入電流。當所提供的這種技術用于兩線模式下的與相位控制調光器相連 的電子低壓(ELV)負載型時，該較高的平均輸入電流存在一個重大的問題。需要將電源提 供給低壓控制電路，該電路具有流經高壓負載的較低平均輸入電流。同時，典型的現有電源 具有相對低的效率，這樣它們需要較高的平均輸入電流以提供典型的現有調光器的電能需 要。照明控制設備的現有電源的另一個缺點就是在電源隨電源所傳送的電流量而增 加的過程中損失了電源。現代照明控制設備的趨勢是包括多個特征和功能。這些特征和功 能需要不斷增加電源所傳送的電流量。因此希望為照明控制設備提供一電源，該電源可有 效的提供比可從典型的現有電源中所獲得的電流更多量的電流，而無需損失與該現有電源 有關的電能。存在多種照明控制設備所遭受的故障條件，這些故障條件包括例如過壓條件和過 流條件。過壓條件是例如由于導通和斷開相連的磁性負載附近以及相連的磁性負載、與平 行導線相耦合的電容與急速瞬變負載一起運行、雷擊等等所造成的。過流條件是例如由于 短路負載超出了控制速率、故障導線等等所造成的。諸如M0SFET這樣的半導體設備具有這 樣的局限性，即在無故障的情況下這樣半導體設備可以耐得住多大的電壓和電流。為了保 護其使用這些半導體的控制設備沒有故障，最好是不超出這些限制。為了保護這些設備，希 望快速檢測故障條件并快速對其做出反應。與此相反，在正常操作下，將這些半導體設備的可傳導與不可傳導之間的轉換速 率控制為很慢。這些慢速率的轉換例如用于限制負載的電壓和電流波形以遵從放射性及傳 導性射頻干擾(RFI)的限制，或者限制感應電力布線所造成的電壓回響。然而，正常操作期 間的慢速率轉換非常慢以足以保護這些半導體設備。因此，需要這樣一種保護電路，即該電 路可使在故障條件下轉換速率很快，同時在正常操作條件下半導體設備仍以較慢的轉換速 率進行操作。

發明內容
本發明致力于電子控制系統中的一設備，該設備可允許兩線或三線操作。根據本 發明的方面，該設備采用了一高效電源，該電源可將電能提供給其內配置有兩線和三線的 電子控制系統的操作電路。根據本發明的另一個方面，該設備采用一檢測器，該檢測器對中性線連接的存在 性進行檢測并且為響應所檢測到的中性線連接而輸出了一信號以使得當不存在中性線連 接時電子控制系統以兩線模式進行操作并且當存在中性線連接時電子控制系統以三線模 式進行操作。根據本發明的又一個方面，該設備采用了一過零檢測器，該檢測器以兩線和三線 模式進行操作。在一實施例中，過零檢測器包括一帶電過零檢測器、一中性過零檢測器、以 及一微處理器。該帶電過零檢測器產生了一帶電過零信號。該中性過零檢測器產生了一中 性線過零信號。該微處理器響應過零信號以使該設備以兩線模式和三線模式中的一個模式 進行操作。根據本發明的又一個方面，該設備采用了一系統，當該系統對與負載相連的電子 低壓變壓器進行操作時，該系統可使電子控制系統所接收到的過零信號穩定。本發明的另一實施例致力于對電子控制系統中所使用的諸如象M0SFET和IGBT的 半導體設備這樣的可控傳導設備進行保護。過壓電路對處于不可傳導狀態的可控傳導設備 上的過壓條件進行檢測，并對可傳導的可控傳導設備進行控制以便除去過壓條件。過流電 路檢測通過可控傳導設備的電流何時會超過預定的電流門限值并對可控傳導設備進行控 制使其不可傳導以便確保其未超過可控傳導設備的安全操作區。希望將保護電路輸出配置 成其可旁路并替代可控傳導設備的正常控制路徑并使得可控傳導設備在可傳導和不可傳 導狀態之間快速的轉換。根據本發明的另一個方面，采用了鎖存電路以即使在除去了故障條件之后也可使 保護電路的結果一直有效。在由于一特定故障條件而斷開了其他保護電路之后，利用鎖定 電路來防止斷開一個保護電路。結合隨后的附圖，從本發明的下述詳細說明中可顯而易見的得出本發明的上述及 其他方面。


為了說明本發明，附圖中給出了優選的實施例，然而，應該明白的是本發明并不局 限于所公開的特定方法和手段。圖1給出了根據本發明的一示例性系統的高級別方框圖；圖2給出了根據本發明的一示例性控制系統的方框圖；圖3給出了根據本發明的一示例性控制系統的一部分的電路示意圖；圖4給出了根據本發明的一示例性控制系統的另一部分的電路示意圖；圖5給出了根據本發明的一示例性控制系統的另一部分的電路示意圖；圖6給出了根據本發明的一示例性控制系統的另一部分的電路示意圖；圖7給出了根據本發明的一示例性晶體管驅動器的簡化方框圖；圖8給出了根據本發明的一示例性過零檢測器的簡化方框圖9給出了根據本發明的一示例性控制電路的簡化方框圖；圖10給出了根據本發明的用于去除過零的誤示度的一示例性系統的簡化方框圖 以及示例性的定時框圖；圖11給出了本發明所使用的一示例性負載的電路示意圖；圖12給出了根據本發明的一示例性系統的方框圖，該系統包括與高電壓可控傳 導設備并聯的一低壓電源；圖13給出了一示例性的前相控制波形的方框圖；圖14給出了一示例性的逆相控制波形的方框圖。
具體實施例方式本發明的一實施例是指電子控制系統，并且尤其是指一照明控制器，該照明控制 器可自動確定是以兩線模式還是以三線模式進行操作(也就是說利用中性線連接進行操 作還是無需中性線連接即可操作)。該控制器檢測是否存在與電子控制系統相連的中性線 并且因此調節其操作。電子控制系統可自動的選擇并持續監控連接模式。一實施例致力于 諸如照明控制器或調光器這樣的電子控制系統；然而，本發明還可更廣的應用于其他電子 控制方面。圖1給出了根據本發明的一示例性系統的高級別方框圖。在這里還被稱為照明控 制器或調光器的電子控制系統100最好是連接在諸如AC線電壓這樣的輸入源與負載200 的第一終端之間，該第一終端諸如是其具有相連的照明負載的一白熾燈或電子低壓(ELV) 變壓器。典型的AC線電壓包括一個120V、60Hz的單相電源。AC線還包括一個220至240V、 50Hz的單相電源等等。電子控制系統100包括一帶電端、一微弱帶電端、以及一中性端，該中性端可選的 與AC線的中性線相連。AC線的中性線還與負載200的第二終端相連。電子控制系統100利用基于預定選擇的前相控制或者逆相控制來控制流向負載 200的電流。對于電子低壓負載而言，希望利用逆相控制來進行操作，因為電子低壓負載具 有電容性輸入阻抗。如果利用前相控制來控制電子低壓負載，那么當電子控制系統的可控 傳導設備從不可傳導轉換為可傳導時，大的順態電流流動。電子控制系統100檢測中性線是否被連接并且因此而調節其操作。尤其是，如下 更加詳細的描述，微處理器監控檢測器的輸出，并且確定電子控制系統是利用兩線模式還 是三線模式來對相連的負載進行控制。圖2給出了一示例性的電子控制系統100的方框圖，并且圖3、4、5及6是一示例 性的電子控制系統100的各部分的電路示意圖。電子控制系統100包括一過零檢測器110、 一過壓保護電路120、一過流保護電路130、一外部電源150、一輸出電路160、以及一微處理 器190。帶電端和中性端與過零檢測器110相連，并且將微弱的帶電端提供給過壓保護電路 120。電源150最好是具有高效率的開關電源(例如其效率是大約50%以上)。更具體 的說，參考圖3，在兩線模式和三線模式下電源150提供了足夠的能量。二極管D1、D2、D60、 D61以及M0SFET本體的兩個二極管Q101和Q102(在如圖5所示的輸出電路160中)形成 了電源電流的全波橋以在AC線電壓的兩個半周期內流動。
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在電子控制系統具有與AC線電壓的中性線相連的中性端(三線模式)的情況下， 電源150的總線電容150通過在AC線電壓的負半周期內從經由帶電線和中性線的AC外部 電源中取得電流以及在AC線電壓的正半周期內從經由帶電線和負載的AC電源中取得電流 來進行充電。在兩線模式的情況下，當AC線電壓的絕對值大于總線電容電壓VBMS并且可控 傳導設備是不可傳導時，在兩個半周期內通過負載來對總線電容C10充電。圖3的二極管 D10可防止總線電容C10通過其他的相連電路而放電。總線電容C10用作高壓DC電源以向 有效功率變換器提供電源以提供低電壓DC以對電子控制系統的控制電路進行操作。如下利用為大家所熟知的降壓轉換器拓撲結構來對有效功率變換器進行操作。有 效功率變換器包括下述主要部件U10、L10、C13以及一調節電路，該調節電路包括主要部件 U11、Z10、及R12。當流過電容C13的電壓小于齊納二極管Z10和光耦合器U11的LED 二極 管壓降的串連組合所確定的電壓門限值時，沒有電流流過這些部件，由此斷開光耦合器U11 的光耦合晶體管。當斷開了晶體管時，沒有電流從控制器U11的使能管腳4流動到其電源管 腳2，3 (諸如由位于加利福尼亞州圣約瑟的Power Integrations公司所制造的TNY253IC)， 由此使得控制器U10開始轉換以便使C13的輸出電壓電平升高。此后控制器U10導通其內 部M0SFET，由此使得電流通過電感線圈L10從漏極流動到源極并流入輸出電容C13。電感 線圈L10的感應系數限制了該電流的上升速率。當內部M0SFET中的電流到達控制器U10 內部所設置的門限值時，斷開內部M0SFET。電流繼續繞著電感L10、電容C13、以及二極管 D11所定義的回路流動，直到電感中的電流達到零。以控制器U10所設置的最大速率44KHz 來重復該轉換周期，直到流過電容C13的電壓超過了齊納二極管Z10和光耦合器U11的LED 二極管壓降的串連組合所確定的電壓門限值。當超過了該電壓門限值時，電流開始流過這 些部件，以便導通光耦合器U11的光耦合晶體管。當導通該晶體管時，由此使控制器U10的 使能管腳4與源管腳3相連，并且根據控制器U10的操作而結束該轉換。此外，利用使能管 腳4來選擇電源的運行模式或不運行模式。利用該管腳來限制電源在所選擇的AC線電壓 半周期的時間內進行操作。因為轉換型電源產生了電噪聲，因此其有利于強制電源在對噪 聲反應敏感的其他電路不進行操作的時間內進行操作。在包括有其使用高頻轉換變換器的電源的現有電子控制系統中，連接電源以直接 從諸如AC線電壓這樣的低阻抗中獲取電流。在本發明實施例的設備中，使用高頻轉換變換 器的電源獲取了流過負載的電流，該負載典型的具有高阻抗。希望提供一過壓電路120和一過流電路130，該過壓電路120和該過流電路130檢 測并對流過電子控制系統中的可控傳導設備的一過壓或過電流條件作出反應以便保護電 子控制系統不會被損壞。圖4給出了一示例性的過壓電路120和一示例性的過流電路130的詳圖。在開始 時，通過限流電阻R114、電壓調節齊納二極管Z111、以及噪聲去耦電容C111從8V M0SFET 驅動軌Vc中獲得參考電壓VKEF。希望是向IC U110中的比較器提供8V電源而不是5V電源 以使急速彎曲(sharp-knee)5.6V齊納二極管用作檢測電路對其進行比較的參考電壓。已 很好調節的參考電壓可使檢測電路的容許誤差窗變緊。圖7包括一示例性輸出電路的簡化方框圖。圖5給出了一示例性輸出電路160的 詳圖。眾所周知的是，可通過選擇驅動電路的阻抗來控制M0SFET傳導狀態之間的轉換速 率。阻抗越高，轉換速率越低。在正常操作期間，通過高阻抗路徑165來驅動輸出晶體管Q101和Q102，并且在故障條件期間，通過低阻抗路徑162 (圖4)來驅動輸出晶體管Q101和 Q102。微處理器190與高阻抗路徑165以及保護電路120、130相連。保護電路120、130還 與低阻抗路徑162相連。當保護電路120、130檢測到一故障時，激活低阻抗路徑162。當檢 測到一故障時，僅激活低阻抗路徑162。故障路徑取代了高阻抗路徑165所提供的正常路徑。在正常操作過程中，使用高阻抗路徑165。通過電阻R103和R104而導通晶體 管Q101和Q102，并且通過電子R104而使其斷開。在正常操作期間，兩個微處理器端 口提供了對晶體管的控制，這兩個端口即就是Gate Drive (柵極驅動)和Gate Drive Complement (柵極驅動補償)(如圖6所示)。為了導通MOSFET Q101和Q102，將Gate Drive 驅動為高電平，由此可導通晶體管Q100 :B (如圖5所示)，由此可導通晶體管Q100 :A，該晶 體管通過由電阻R103和R104的串聯組合所設置的一阻抗而將8V提供給MOSFET Q101和 Q102的柵極。當GateDrive是高電平時，Gate Drive Complement是低電平，由此使晶體管 Q123 :B斷開，這樣使從8V到電路公共端的電流路徑開路。為了斷開MOSFET Q101和Q102，將Gate Drive拉到低電平，由此使晶體管Q100 :B 斷開，由此斷開晶體管Q100 :A，使從8V軌到MOSFET Q101和Q102柵極的電流路徑開路。將 Gate DriveComplement驅動為高電平，導通晶體管Q123 :B，由此通過電阻R104而使MOSFET Q101和Q102的柵極放電。在正常操作期間，通過高阻抗路徑來驅動MOSFET Q101和Q102以減小RFI發射。 在故障條件期間，通過低阻抗路徑來驅動M0SFETQ101和Q102以使其快速關閉。在正常操作期間，比較器U110 :A(過壓保護電路(0VP)比較器)的倒相輸入端上 的電壓小于5. 6V的參考電壓，這樣該比較器U110 :A的輸出是高阻抗。該高阻抗可保持晶 體管Q111 :A處于斷開并且MOSFET Q101和Q102未受影響。只要MOSFET Q101和Q102斷 開，則微處理器端口 0VP_RESET(如圖6所示)是低電平，由此斷開了晶體管Qlll :B并且可 使檢測器正常操作。此外，比較器U110 :B(過壓保護電路(0VP)比較器)的倒相輸入端上的參考電壓 小于非倒相輸入端上的8V，這樣比較器U110 :B的輸出是高阻抗，并且MOSFET Q101和Q102 未受影響。二極管DN111 1和DN120 1使MOSFET Q101和Q102與保護電路120、130之間
相隔離。在過壓故障條件下，因為流過MOSFET Q101和Q102的電壓升高了，電阻R110和 R111公共節點上的分壓也是如此。當與比較器U110 :A倒相輸入端相連的該節點電壓超過 了參考電壓VKEF時，將比較器U110 :A的輸出拉到低電平，由此可使晶體管Qlll :A導通，由 此通過由電阻R129所設置的低阻抗路徑而將驅動電壓提供給M0SFETQ101和Q102的柵極。 低阻抗路徑使得以比操作的正常模式期間更快的一速率來導通MOSFET Q101和Q102。因為 順態電壓大約是數千伏，因此由最大值是大約8. 6V的二極管DN110 :1來安全鉗位0VP比較 器的輸入電壓。即使在去除了故障條件之后，也可借助于二極管DN111 2的反饋作用來鎖存0VP 電路120。該反饋可使比較器U110 :A的倒相輸入端電壓一直處于參考電壓VKEF之上，由此 可保持晶體管Qlll :A導通。通過暫時將微處理器端口 0VP_RESET驅動為高電平來清除對0VP的鎖存，由此可使晶體管Q111 :B導通并且驅動比較器U110 :A的管腳2小于參考電壓VKEF，由此可將U110 A的輸出驅動為高阻抗。當斷開一個保護電路時，為了防止在過壓保護與過流保護之間出現振蕩情況，鎖 定其他保護電路。當激活了過壓保護電路120時，通過二極管DN120來使過流保護電路130 不能正常工作。當激活了過壓保護電路120時，DW20的正極大約是7. 4V，并且即使斷開了 過流保護電路130以將其非倒相輸入端拉到低電平，也可保持過流保護比較器U110 :B的非 倒相輸入端足夠高于此參考電壓VKEF。這可有效的使過流保護比較器U110 :B不能正常工 作。在過電流故障條件期間，因為通過MOSFETs的電流增加了，因此流過電阻R109(在 輸出電路160中)的電壓增加了。因為該電壓接近0.6V，因此根據電流流動的方向而導通 晶體管Q120 :A或者Q120 :B。晶體管Q120 :A或者Q120 :B的導通將會將比較器U110 :B的 非倒相輸入端拉到比參考電壓VKEF低，由此將比較器的輸出轉換到低電平。該低電平輸出 通過二極管IM120 :1及電阻R128而很快斷開MOSFET Q101和Q102。由電阻R124和R121 以及電容C120、C121和C122來過濾噪聲。即使在清除了故障條件之后，也可借助于二極管DN120 2的反饋作用來鎖存過流 保護電路130。該反饋可使比較器U110 :B的非倒相輸入端電壓一直處于參考電壓V■之 下，由此可保持輸出低電平。當Gate Drive Complement變成高電平、導通了晶體管Q123 B (在輸出電路160中)、由此而導通了晶體管Q123 :A時，對過流保護電路進行復位，由此可 將比較器U110 :B的非倒相輸入端驅動到8V并可清除鎖存。當激活過流保護電路130時，通過二極管DN110來使過壓保護電路120不能正常 工作。當過流保護比較器U110 :B的輸出變為低電平時，將過壓保護比較器U110 :A的倒相 輸入端拉到大約0. 8V,由此可防止激活過壓保護電路。電壓比較器U110 :A和U110 :B提供了較快的反應速度和準確度并且在很寬的溫 度范圍內也可正常工作。每個比較器具有大約1. s的特定典型響應時間以及大約5mV 的過驅動。在25°C輸入補償電壓具有大約2.0mV的特定典型值。由其輸入來驅動電纜線的 比較器的輸入至輸出響應時間大約是90毫微秒。在過流保護電路130中，從輸入VKEF穿過 M0SFET的90%斷開點的時間被測定為大約是3. 5 y s。在過壓保護電路120中，從輸入VKEF 穿過M0SFET的90%打開點的時間被測定為大約是2. 0。圖8給出了一示例性過零檢測器110的簡化方框圖。過零檢測器110包括一帶電 過零檢測器112和一中性過零檢測器115。該帶電過零檢測器112提供了一帶電過零檢測 信號。當中性端與中性線相連時，該中性過零檢測器115提供了一中性過零檢測信號。微 處理器190監控檢測器112和115的輸出。如果微處理器190檢測到一中性線過零檢測信 號，確定該連接是三線連接并且激活三線模式，在該模式中來自中性檢測器115的中性過 零檢測信號用于定時。否則，確定該連接是兩線連接并且激活兩線模式，在該模式中來自帶 電檢測器112的帶電過零檢測信號用于定時。就過零檢測器110而言，通過連接在帶電端與電路公共端之間的帶電過零檢測器 112實現了該過零檢測器110的一例子，圖3給出了該過零檢測器110的詳圖，用在兩線模 式中的過零檢測器110產生了帶電過零檢測信號。電路公共端通過MOSFET Q102本體的二 極管而與微弱帶電端相連，并且通過MOSFET Q101本體的二極管而與帶電端相連。在AC線
9電壓的正半周期內電路公共端具有與微弱帶電端相同的電位，并且在AC線電壓的負半周 期內具有與帶電端相同的電位。電阻R63和R64對帶電端與電路公共端之間的電壓進行分 壓。當所分的電壓達到大約0. 6V時，導通晶體管Q60 :A,由此將處于正常邏輯高電平的微 處理器端口 H0T_ZC(如圖6所示)拉到電路公共端。微處理器檢測該轉換并且由此獲得了 過零定時信息。在檢測器112中，電容C61是噪聲去耦電容器。當電子控制系統的中性端與中性線相連時，希望從連接在中性端與帶電端之間的 中性過零檢測器中獲得過零定時信息，以這種方式獲得過零定時信息，這與相連的負載無 關并且這不受負載變化的影響，其中負載變化特別在磁性負載或者容性負載的情況下可導 致過零時間偏移。此外，即使當電子控制系統將所有線路功率提供給負載時，也可獲得過零 信息。當將所有的功率傳送到負載200時，帶電過零檢測器112不產生一信號，因為帶電端 和微弱帶電端的電位基本上是相同的，并且由此在帶電端與電路公共端之間基本不存在電 壓。中性線過零檢測器115以與帶電過零檢測器112相同的方式創建了轉換，但是輸 出信號與微處理器端口 NEUT_ZC相連。中性線過零檢測器115使用了帶電過零檢測器112 未使用的兩個二極管二極管D60，當電路公共端與帶電端的電位相同時，該二極管D60通 過阻擋電流來保護晶體管Q60 :B的基極發射結不超過其規定的反向電壓；以及二極管D61， 當MOSFET Q101和Q102是不可傳導時，該二極管D61阻擋來自帶電端的電流，不希望該二 極管D61在正半周期內觸發中性線過零檢測器115。微處理器190可以是諸如如圖6所示 的摩托羅拉MC68HC908AB32這樣的任意類型的微處理器。上述過零檢測器將過零定時信息以及中性線連接信息提供給微處理器。可提供單 獨的與上述過零檢測器相分離的中性線連接檢測器。中性線連接檢測器的主要功能是指示 存在有中性線連接。中性線連接檢測器還可將有關于是使用兩線模式還是使用三線模式這 樣的信息提供給微處理器。可以使用其它類型的中性線連接檢測器，諸如機械檢測器，其中 機械傳感器檢測中性線的存在并向微處理器提供有關中性線連接狀態的信息。可利用手動 開關或者諸如DIP開關這樣的一組開關來手動的指示存在有中性線連接。圖9給出了一示例性控制電路的簡化示意圖。當中性線被連接時(即在三線模式 中)，該控制電路通過中性端來對總線電容C10充電。通過起始于帶電端、中性端、或微弱 帶電端的多個路徑來對電容C10充電。通過帶電端經由二極管D2、通過中性端經由二極管 60，61、以及通過微弱帶電端經由二極管D1來對電容C10充電。典型的現有兩線電子控制系統通過使可控傳導設備在每個AC線電壓半周期的一 個選定部分內可傳導來控制傳送到負載的功率。在所希望的AC線電壓過零的時間之前，使 電路打開檢測窗以接收過零信號。當接收到過零信號時，電子控制系統與AC線電壓相同 步，并且由此可控傳導設備的傳導性與所接收到的過零信號相同步。對于在兩線模式中進行操作的電子控制系統而言，當負載阻抗主要是阻性時，該 控制技術可很好的工作。當電子低壓照明負載使用了該技術時，則由于電子低壓變壓器的 多元輸入阻抗而產生了一個問題。典型的電子低壓變壓器通過以高頻來限幅提供給其輸入 端的電壓并且通過高頻變壓器來降低所限幅的電壓而進行操作。該電路根據輸入到電子 變壓器中的電壓來以不同模式執行該限幅作用。當輸入電壓是低電平時，典型的不到大約 60V，那么限幅電路不運行并且變壓器的輸入阻抗很高，并且當停止了限幅作用時電子變壓器的輸入電容保持變壓器上的電壓實際值。當線電壓達到大約60V時，限幅電路開始運行 并且輸入阻抗實質上跌至相連電燈負載所具有的負載。此外，在限幅器不運行期間，通過經 由電子控制系統的任意漏泄路徑而很容易的對輸入電容充電。因為漏泄電流是變化的并且 是基于多個參數的，因此電子變壓器的輸入電容的充電變化劇烈。這導致了在AC線電壓半 周期開始時電子低壓變壓器的輸入電容電壓是易變的，這足以導致在半周期至半周期起始 時的電子低壓變壓器操作的初始條件發生變化。該變化對諸如照明控制器這樣的典型兩線 相控電子控制系統的過零檢測電路有影響，以至過零信號不穩定。過零信號的不穩定性會 造成可控傳導設備的傳導時間的不穩定性，并且由此造成了相連電燈負載的閃爍效應。為了使適用于兩線模式的過零信號穩定以使電子控制系統對電子低壓變壓器進 行操作，需要在接近AC線電壓半周期的過零時穩定電子低壓變壓器輸入電容的初始電壓 條件。已發現這是通過使得在AC線電壓半周期的過零時間附近存在很短時段的傳導而實 現的。在一個實施例中，對電子控制系統中的可控傳導設備進行控制以使其在AC線電壓過 零之前的大約1毫秒時的大約200微秒期間是可傳導的。當AC線電壓的絕對值很低時這 個短時段的傳導將電子低壓變壓器的輸入電容復位到一貫的起始條件并且由此使電子控 制系統所接收到的過零信號穩定。圖10給出了根據本發明的用于消除過零信號不穩定性的一示例性電路的簡化框 圖以及示例性的時序圖。對于兩線操作而言，對輸出電路160的晶體管Q101和Q102進行控制以使其在每 個AC線電壓半周期的預定點時且在微處理器打開過零檢測窗之前的預定時段內是可傳導 的。對于三線操作而言，晶體管Q101和Q102最好是通過AC線電壓過零時間時仍保持可傳導。負載200(諸如如圖11中的電路框圖所示的電子低壓變壓器)與電子控制系統 100相連。負載200包括要對其充電的電容CI、C2，并且這些電容上的電壓影響電子低壓 變壓器的操作以及電子控制系統100所接收到的過零信號。在兩線模式中，通過對經由調 光器(VDIMMEK)而從帶電端至微弱帶電端的壓降進行測定來檢測AC線電壓的過零。然而，當 MOSFET Q101和Q102諸如在AC線電壓過零之前的時間期間是不可傳導的，那么流過調光器 的壓降等于AC線電壓(VUNE)減去流過負載200 的壓降。因為泄漏電流通過了調光 器，因此電容C2可朝著負載200的雙向擊穿二極管所確定的擊穿電壓的方向進行充電。這 使得調光器電壓VDIMMEK小于該調光器其他時的電壓。不希望的是，從一個過零檢測窗到下一 個過零檢測窗時負載電壓是始終如一的。這個問題本身表現為用戶所不希望的燈光 閃爍，尤其當燈光昏暗時在其低端出現了燈光閃爍。因此，如前所述的，為了消除兩線模式中的這個問題，對晶體管Q101和Q102進行 控制以使其在預定時段內(例如最好是大約200 ys，更好的是大約250至300 ys)是可傳 導的(FET柵驅動高)，并且將其控制為在下一個過零檢測窗開始之前是不可傳導的。對晶 體管Q101和Q102進行控制以使其在線電壓足以擊穿負載200的雙向擊穿二極管時是可傳 導的。對晶體管Q101和Q102進行控制以使其在過零檢測窗開始之前是不可傳導的。在將 晶體管Q101和Q102控制為不可傳導之后，微處理器190啟動或開始一過零檢測窗并且開 始對過零檢測器110的過零信號進行監控。最好是，在過零信號是所期望的信號之前的大 約1微秒打開過零檢測窗并且在打開之后的大約2微秒關閉該過零檢測窗。
當一組目標電子變壓器使用了電子控制系統100時，由預期效果來確定為了消除 過零信號的不穩定性而將MOSFET Q101和Q102控制為在一時間段內是可傳導的這段時間 段的最短時間。也就是說，在線電壓電平足夠高時，MOSFET在足夠長的時間段內是導通的， 以便這組目標電子變壓器中的控制電路擊穿為可傳導的，由此在從一個過零檢測窗到下一 個過零檢測窗時可使流過負載的電壓恢復為一不變值。由多個因素確定了為了消除過零信 號的不穩定性而將MOSFETs Q101和Q102控制為在一時間段內是可傳導的這段時間段的 最長時間，這些因素諸如是由電子低壓變壓器所驅動的任意電燈所輸出的可見光效果以及 MOSFET中的轉換及傳導損耗。例如，允許越長的MOSFET保持可傳導，則越有可能的是電流 流過負載或者燈光輸出可增加到所希望的程度之上。微處理器190監控供電頻率并確定在哪里打開下一個過零檢測窗。最好是，在下 一個所期望的AC線電壓過零之前的其是所測定的AC線電壓半周期時段的大約10%的一時 間時打開過零檢測窗。如上所述的使過零信號穩定的優點在于還可通過消除流過電子低壓 變壓器的電子控制系統的泄漏電流的影響來提高在三線模式中進行操作的電子控制系統 的操作，該泄漏電流對電子控制系統的控制電路會產生不利影響。此外，因為在電子控制系 統的三線模式操作中過零信號來自帶電端和中性端，因此可控傳導設備在通過AC線電壓 過零的時間時仍保持可傳導，同時實現了上述過零穩定性的有利效果。因此，對于兩線和三線實現過程而言，最好是無需考慮負載即可對過零基準進行 復位。這可清除始終如一的過零基準。圖12給出了與可控傳導設備Q101、Q102并聯的一示例性高頻開關電源的簡化框 圖。電源150通過利用開關轉換器而獲得了流經高壓負載200的低電流以有效的將流經可 控傳導設備Q101、Q102的高壓轉換成低壓電源。本實施例包括開關轉換設備與一對高壓可 控傳導設備的并連組合。圖12中的MOSFET Q101和Q102表示高壓可控傳導設備。由低壓 電源150所供以動力的控制電路來驅動該設備Q101、Q102的柵極。在這種情況下，這種組 合系統控制一個或多個電子低壓變壓器(負載200)。為了進一步對本發明各方面進行描述，傳統的用于兩線模式調光器的線性調節器 貓耳電源通常是大約10%有效的作用于將高壓電源轉換成低壓負載(即控制電路)，然而 本發明的電源具有75%的效率。因為電子控制系統需要大概50至100mV的電源以對其控 制電路進行操作，因此在電源中消耗了大約0. 5至1瓦特的功率。一般來說，這不是顯著的 問題。然而，貓耳電源低效這是因為最高峰值電流以及平均輸入電流成為了給定平均輸出 電流的電源。通常，成為貓耳電源的峰值電流至少是平均輸出電流的10倍。在兩線模式調 光器的情況下，由流過相連負載的貓耳電源所得到的峰值電流使得負載產生了可聽噪聲， 尤其是當期望負載不具有流過其的大電流時負載處于斷路狀態。當直接通過電子低壓變壓 器時的貓耳電源的高平均電流造成了由于如上所述的過零信號的變化而產生的閃爍。此 外，因為輸入電源與輸出電源間的差值增加了，因此貓耳電源的效率降低了。因此，其根本 局限性在于在過零之后在大約AC線電壓的第一個1毫秒之后才能操作貓耳電源。因此貓 耳電源的可用傳導時間的局限性使得如果需要稍微增加平均輸出電流，那么輸入峰值電流 則明顯上升。與現有電源的缺點大不相同，本發明的電源具有很多優點。電源效率最好是大約 75%。因此，對于電源的給定供電要求而言，本發明電源的平均輸入電流以及峰值輸入電流明顯的小于現有電源(例如貓耳電源)的平均輸入電流以及峰值輸入電流。當對電子低壓 變壓器型負載進行操作時，這些較低的輸入電流尤其有利。實際上，即使其效率是50%電源 也呈現出顯著的改善。另外，該效率是合理的，而與電源的輸入電源與輸出電壓之間的差值 無關。因此，本發明的電源并不局限于AC線電壓過零時間左右的操作，而現有貓耳電源局 限于AC線電壓過零時間左右的操作。實際上，本發明電源的一個優點在于在AC線電壓半 周期整個期間內都可取得輸入電流。本發明的電源最好是使用降壓轉換器，該轉換器可實現電壓的逐步下降。也可采 用其他有效高頻轉換調節器，這對于本領域的普通技術人員來說顯而易見的。其他這種配 置可以是逆向變換器。在不脫離本發明的精神和范圍的情況下，本發明具體表現為適當計算機軟件的形 式、或者適當硬件的形式、或者適當軟件和硬件相結合的形式。另外，對于相關的公眾而言， 這種硬件和/或軟件是顯而易見的。此外，這里不必進一步對這種硬件和/或軟件進行詳 細的說明。盡管這里參考特定實施例進行說明和描述，然而本發明并不局限于所示的詳細描 述。而是，在權利要求等價體的范圍之內且在不脫離本發明的情況下可做出各種修改。
權利要求
一種用于對AC外部電源傳送到負載的電量進行控制的設備，該AC外部電源在帶有過零的預定線頻率處具有基本上是正弦曲線的線電壓，該設備包括可控傳導設備，該可控傳導設備連接在所述AC外部電源與所述負載之間；控制電路，該控制電路對所述可控傳導設備的傳導性進行控制，所述控制電路響應于表示從所述AC外部電源傳送到所述負載的預定電量的輸入信號，所述控制電路響應于所述基本上是正弦曲線的線電壓的所述過零以便使所述可控傳導設備的傳導性與所述基本上是正弦曲線的線電壓相同步；所述控制電路使能所述可控傳導設備的第一傳導時間，該第一傳導時間是與AC外部電源傳送到負載的所述預定電量成比例的可變傳導時間；所述控制電路使能所述可控傳導設備的第二傳導時間，該第二傳導時間是與所述第一傳導時間相同的半周期中的固定傳導時間，在所述基本上是正弦曲線的線電壓的下一個過零之前開始所述第二傳導時間，并且在相對于所述下一個過零的預定時間上結束第二傳導時間；所述控制電路使得可控傳導設備在結束所述第一傳導時間與開始所述第二傳導時間之間的時段內是不可傳導的。
2.根據權利要求1的設備，其中第二傳導時間大約為200y s。
3.根據權利要求1的設備，其中在大約所述下一個過零時間時結束第二傳導時間。
全文摘要
電子控制系統中的一設備允許兩線或三線操作。電源(150)將電源提供給其內設置有兩線和三線的閉合電路。使用兩個獨立的過零檢測器以便在兩線和三線配置中可匯集定時信息。兩個過零檢測器(110)被監控并用于自動配置電子控制。過壓電路檢測其處于斷開狀態的MOSFET的一過壓條件并且導通MOSFET，以便希望其不會到達雪崩區。過流電路檢測流過MOSFET的電流何時超過預定電流門限值并且斷開MOSFET以便其不過超過MOSFET的安全操作區(SOA)曲線。采用鎖存電路(120)以使即使在清除了故障條件之后保持保護電路一直有效。采用了鎖定電路(130)以防止一個保護電路在由于故障條件而斷開了其他電路之后也被斷開。希望將保護電路輸出配置成可繞過并不考慮正常導通和斷開電阻且幾乎直接作用于MOSFET的柵極。最好是，該系統具有與低頻可控傳導設備并聯的高效開關型電源。
文檔編號H03K17/13GK101895221SQ20101020572
公開日2010年11月24日 申請日期2002年7月3日 優先權日2001年7月6日
發明者吳晨銘, 本杰明·阿倫·約翰遜, 理查德·L·布萊克, 肖恩·L·利克萊特 申請人:盧特龍電子公司