基于電壓矢量的開關磁阻電機直接瞬時轉矩控制方法
【專利摘要】本發明公開了一種基于電壓矢量的開關磁阻電機直接瞬時轉矩控制方法，該方法根據開關磁阻電機的轉矩特性曲線劃分扇區，依據轉矩脈動系數以及期望轉矩自適應地確定滯環區域的大小，考慮了換相區域剛導通相的轉矩輸出能力，根據運行狀況與導通規則對每相電壓占空比進行實時調整，細化了直接瞬時轉矩控制的電壓矢量。本發明方法實現成本低，拓展了采樣周期，減小了電流脈動與轉矩脈動，繞組銅耗低，實用性強。
【專利說明】
基于電壓矢量的開關磁阻電機直接瞬時轉矩控制方法
技術領域
[0001] 本發明涉及一種基于電壓矢量的開關磁阻電機直接瞬時轉矩控制方法，屬于開關 磁阻電機轉矩控制方法領域。
【背景技術】
[0002] 開關磁阻電機是一種基于可變磁阻原理設計的電機。與其他類型的電機相比，開 關磁阻電機具有許多獨特的優點。開關磁阻電機具有定轉子雙凸極結構，并且只在定子齒 極上有繞組，而轉子上不存在繞組，也無永磁體，這種結構使得開關磁阻電機能夠很好的適 用于各種諸如高溫、強振動等惡劣環境。由于開關磁阻電機遵循磁阻最小原理運行，繞組電 流的極性不會對電磁轉矩產生影響，因而可以采用功率器件與繞組串聯的電路結構，這種 結構可以避免兩個功率器件直通的危險，從而提高驅動系統的可靠性，驅動電路結構簡單 可靠。開關磁阻電機各相繞組之間相互獨立，即使缺相也可以運行，系統容錯能力強。此外， 開關磁阻電機還具有啟動電流小、啟動轉矩大、可以頻繁啟停的特點調速性能好，轉換效率 高，成本低廉等特點，這使其成為電動車用驅動電機的理想選擇之一。
[0003] 然而，開關磁阻電機本身具有很強的非線性，其電磁轉矩是關于轉子位置角和定 子電流的非線性函數，導致其運行時存在比較明顯的轉矩脈動現象。轉矩脈動直接影響到 開關磁阻電機的輸出特性，會造成轉速波動以及引起很大的振動和噪聲，限制了開關磁阻 電機在伺服驅動、家用電器等對脈動和噪聲要求比較高的場合下的應用。隨著開關磁阻電 機應用更加廣泛，開關磁阻電機的轉矩脈動問題成為電機運行控制過程中不容忽視的問 題。目前，抑制開關磁阻電機轉矩脈動常用的控制方法有：
[0004] 兩步換相控制方法:針對不對稱半橋驅動電路所存在的三種開關狀態，應用兩步 換相策略，控制換相階段消磁相（即將關閉相)零電壓續流段的長度，合理疊加兩相轉矩，減 小了轉矩脈動，由于沒有直接對轉矩進行控制，對于不同負載與轉速很難找到合適的開關 角策略。
[0005] 轉矩分配控制方法:通過轉矩分配函數在線或者離線得到每相跟蹤的電流曲線或 者轉矩曲線，然而在換相區域如何合理的選取轉矩分配方式是難點。Jin Ye提出了一種在 線確定每相轉矩分配的方法，但是計算繁瑣復雜度較高，轉矩環采樣頻率高達Mhz。
[0006] 直接轉矩控制方法:根據當前磁鏈所處扇區以及轉矩誤差選擇合適的電壓矢量， 保持磁鏈大小不變，該方法能顯著抑制轉矩脈動，但是電壓矢量的選取沒有考慮位置信息， 可能會產生負轉矩，降低了電機效率。
[0007] 直接瞬時轉矩控制：Robert B Inderka針對開關磁阻電機磁鏈的非線性特性，提 出了一種更為簡潔有效的直接瞬時轉矩控制方法，不需要跟蹤磁鏈，通過在線擬合或者離 線方法得到電機的轉矩特性，采取雙滯環控制，響應迅速魯棒性好，然而每個轉矩環采樣周 期，任意一相只能是導通，續流和關閉三個狀態之一，可供選擇的電壓矢量有限，控制效果 受采樣周期的影響較大。對此，有方法通過改變變流器的物理結構來得到更多的基礎電壓 矢量，改善了傳統直接瞬時轉矩控制方法電壓矢量太少所造成的的問題，但實現的成本較 高。更值得注意的是，與轉矩分配方法不同，傳統的直接瞬時轉矩控制方法沒有考慮相電流 曲線走勢，這導致電機運行時可能出現相電流峰值過大的問題。
[0008] 因此，就本發明研究的開關磁阻電機轉矩脈動抑制問題，除了能夠減小開關磁阻 電機轉矩脈動外，還應該能拓展轉矩環的采樣周期，擴展電壓矢量，抑制相電流尖峰。

【發明內容】

[0009] 技術問題:本發明提供一種基于基于電壓矢量的開關磁阻電機直接瞬時轉矩控制 方法。該方法根據開關磁阻電機的轉矩特性曲線劃分扇區，依據轉矩脈動系數Κτ以及期望 轉矩自適應的確定滯環區域[-Τη，Τη]的大小，考慮了換相區域剛導通相的轉矩輸出能 力，細化了直接瞬時轉矩控制的電壓矢量。本發明方法實現成本低，拓展了采樣周期，減小 了電流脈動與轉矩脈動，繞組銅耗低，實用性強，便于推廣使用。
[0010] 技術方案:本發明的基于電壓矢量的開關磁阻電機直接瞬時轉矩控制方法，包括 以下步驟：
[0011] 步驟1:對m相開關磁阻電機一個轉子周期進行扇區劃分：
[0012] 其中電機相數m多3,轉子齒極距為0r，即一個轉子周期轉過的機械角度，開關 磁阻電機的步進角為Q r/m對應的電角度為2Ji/m;
[0013] 將第ξ相的導通范圍劃分為三個扇區S3;-2[9;0n~f^ turn)，S3l·l[9;turn~θ(ξ-Doff)，S3i Doff~θ(ξ+1)οη);
[0014] 其中，彡0Uurn彡θ(ξ-1)。打彡0" +1)。11，0^為|相開通角，0"_為|相轉矩特性曲線 轉折點，為ξ相關斷角，θ( ξ-υ^*ξ-1相關斷角，θ(ξ+$η*ξ+1相開通角；
[0015]
[0016]
[0017] 按此方式將m相開關磁阻電機的一個轉子周期劃分為扇區Si、S2、…Sj-1、Sj，j為扇 區個數，j = 3m，第ξ相的單相導通扇區為S%，將扇區Sm-2、Sm-以狀歸為一組，稱為第ξ組扇 區；
[0018] 步驟2:確定當前采樣時刻轉矩環的滯環區域[-Τη~Τη]:
[0019]
[0020] 其中，Trrf為轉速環控制器輸出的期望轉矩值，τ為期望的轉矩脈動系數；
[0021 ]步驟3:確定當前采樣時刻的轉速與負載下，驅動電路PWM波的占空比限值alimit: [0022]
[0023]其中，Η為一常數，依據實際母線電壓UDC選取；
[0024] 步驟4:確定當前采樣時刻的瞬時電磁轉矩T:
[0025] 對于第k相繞組，其瞬時電磁轉矩Tk(0，ik)由轉子位置Θ和相電流ik查找存儲在微 控制器內存中的轉矩特性表得到，將m相的瞬時電磁轉矩相加得到合成的瞬時電磁轉矩 k~m. τ = Στ〇 k-\
[0026] 步驟5:確定當前采樣時刻的轉矩誤差Δ T:
[0027] AT = Tref-T
[0028] 步驟6:確定當前采樣時刻所處的扇區，在不同扇區采用不同的導通規則：
[0029] 根據轉子位置Θ，依照步驟1確定當前扇區，以及當前扇區所屬組ξ，確定當前需要 考慮的三相繞組ξ_1、ξ、ξ+1，ξ為扇區的單獨導通相，ξ-l代表ξ的上一相，ξ+l代表ξ的下一 相，相鄰二相、ξ、ξ+1運行順序為ξ-1-ξ-ξ+Ι，為即將關閉相，ξ為剛導通相，在、ξ 換相期間，ξ+l相保持關斷，若存在其他相，則其他相在扇區S3H、Sn、Sm內保持關斷狀態；
[0030] 依據步驟2得到的轉矩滯環區域將轉矩誤差的大小劃分為4個段，根據步驟5計算 得到的轉矩誤差AT的大小，得到當前采樣周期轉矩誤差所處的段，在不同段選取不同的電 壓矢量" = ：
[0031] 其中，a，b，C分別代表ξ-1、ξ、ξ+1三相的驅動電路P麗波的占空比。
[0032] 步驟7:針對采用不對稱半橋作為功率變換器的開關磁阻電機驅動電路，按照以下 方式對各相電壓進行脈寬調制：
[0033]將ξ_1、ξ、ξ+1以外的所有相的上下兩個開關管都關斷，依據步驟6得到的ξ_1、ξ、ξ+ 1三相的驅動電路PWM波的占空比α的大小，通過對開關器件施加固定載波頻率的PWM波，在 一個采樣周期內分配不對稱半橋驅動電路開關管狀態"Γ、"〇"、"-1"所占大小，其中《α <1，繞組上的等效相電壓泛#由直流電壓源輸出的母線電壓U DC和占空比α表示為：
[0034] UPu = UDC * α
[0035] 其中，α是步驟6所述驅動電路HVM波的占空比a，b，c的通用符號，所述不對稱半橋 電路包括直流電壓源和并聯在直流電壓源輸出端之間的繞組驅動電路，所述繞組驅動電路 的數量與開關磁阻電機的相數m相等，每相繞組驅動電路均有全控型器開關管件￥ 1，2以及 續流二極管VD^VD〗構成；
[0036] 進一步的，本發明方法中，所述步驟1的扇區劃分依據開關磁阻電機第ξ相的轉矩 特性曲線轉折點θ^_以及ξ相和相鄰相的開通關斷角進行扇區劃分。
[0037] 進一步的，本發明方法中，所述步驟6中的電壓矢量按照如下規則選取：
[0038] a)若當前處于扇區S3l·2[θξοη~θξ?ιπτη)，則電壓矢量如下：
[0039] δ τ彡-ΤΗ:對應電壓矢量,.,,.-1); -* Δ7""
[0040] -Τη< Δ T彡0:對應電壓矢量《 =(〇，-%,m>^,-1); iH -/ Δ 7' 1Λ
[0041 ] 0< Δ Τ彡Τη:對應電壓矢量w = y1);
[0042] Α Τ>Τη:對應電壓矢量U =
[0043] b)若當前處于扇區S3〖-i[Q;turn~0(n)Qff)，則電壓矢量如下：
[0044] Λ T<_Th:對應電壓矢量[=(0,-?，…-1);
[0045] -Τη< Δ Τ<0:對應電壓矢量以=(0,0,-1); 一.
[0046] 0< Λ T彡Τη:對應電壓矢量"=(?~7虧―; 'Η 'Η
[0047] Δ T>Th:對應電壓矢量.w = -?)
[0048] c)若當前處于扇區S3;[9di)0ff~θ(ξ+1)0η)，則電壓矢量如下：
[0049] Δ Τ彡0:對應電壓矢量[二(0,(),-1); - ΛΤ
[0050] 0< Δ T彡TH:對應電壓矢量《 = ,-1);
[0051 ] Λ Τ>ΤΗ:對應電壓矢量[=(0,α;Μ,-1)。
[0052]有益效果:本發明與現有技術相比，具有以下優點：
[0053]傳統直接瞬時轉矩控制的轉矩滯環滯環的大小取值固定，本發明滯環區域可以根 據設定的最大轉矩脈動系數Κτ以及期望轉矩Tref自適應調整大小，在電機運行時能自動變 換滯環區域的大小，避免了滯環區域選取不合理造成的滯環狀態切換過于頻繁或者稀疏。 [0054]傳統直接瞬時轉矩控制狀態切換的基本原則是勵磁相在換相重疊區優先增大轉 矩，減小轉矩時優先減小退磁相轉矩，并且在減小轉矩過程中避免勵磁相出現雙開關管關 斷的狀態，這個策略會導致在低速時，勵磁相在剛導通段會出現較大的電流峰值，同時在換 相區域合成轉矩出現明顯的向上脈動;本發明根據開關磁阻電機的電磁轉矩特性曲線進行 劃分扇區，針對開關磁阻電機特有的電磁轉矩特性進行了控制優化，在某相繞組剛導通時， 繞組電感小，在相電壓的作用下，電流變化快，同時電磁轉矩輸出能力小。為此，在剛導通相 的首個扇區，對該相采用惰性的導通策略，而主要由該相的前一相提供電磁轉矩，當合成轉 矩超過期望轉矩是，立即負壓關斷剛導通相，這樣能避免低速時的相電流尖峰，降低了繞組 銅耗，保證了電機運行的效率。
[0055] 不同于傳統的直接瞬時轉矩控制只采用基本的電壓矢量進行控制，本發明利用 PWM技術細化了電壓矢量的取值，同時結合采樣時刻的轉矩誤差、轉速、以及負載情況確定 當前控制周期的PWM波占空比，尤其對不同負載與轉速進行了區別對待。此外，提出了占空 比限值的概念，在每個轉矩環采樣周期對各相繞組施加合適的相電壓作為控制量，使得在 下一個采樣周期實際轉矩能趨近期望轉矩，而不會出現隨著采樣周期增大，下一個采樣周 期實際轉矩與期望值偏差明顯增大的情況，對電機轉矩脈動的抑制效果好。
[0056] 本發明實現簡單，僅需要存儲開關磁阻電機的轉矩特性表，驅動電路采用常規的 不對稱半橋電路，通過在控制周期內合理的選取電壓矢量，使得直接瞬時轉矩控制可以應 用于較低的采樣頻率，與其他轉矩控制方法相比，降低了對微控制器平臺的要求，在開關磁 阻電機電動車領域有較高的實際應用價值。
【附圖說明】
[0057]圖1為本發明所采用的控制方法的控制框圖。
[0058]圖2為開關磁阻電機的轉矩特性曲線圖。
[0059] 圖3為準線性模型近似電機的磁鏈特性曲線圖。
[0060] 圖4為開關磁阻電機一相勵磁過程中的電流、磁鏈變化軌跡圖。
[0061] 圖5為本發明所采用的導通策略圖。
[0062] 圖6為本發明所采用的的不對稱半橋驅動電路圖。
[0063]圖7為本發明控制方法的流程圖。
【具體實施方式】
[0064] 下面結合實施例和說明書附圖對本發明作進一步的說明。
[0065] 本發明的基于電壓矢量的開關磁阻電機直接瞬時轉矩控制方法，其控制框圖如圖 1所示，其具體實施步驟如下：
[0066]步驟1:對m相開關磁阻電機一個轉子周期進行扇區劃分：電機相數m多3,轉子齒極 距為θι·，即一個轉子周期轉過的機械角度為θι·，對應的電角度為360°，轉化為弧度為2π，開關 磁阻電機的步進角為Q r/m對應的電角度為2Ji/m。
[0067] 對于電機第ξ(1<ξ<πι)相，與其相鄰兩相為ξ_1、ξ+1。假設運行順序為ξ-1-ξ-ξ+ 1，即ξ_1代表ξ的上一相，ξ+l代表ξ的下一相。ξ相的電磁轉矩特性曲線如圖2所示，θ = 〇處為 ξ相定子極中心線與轉子槽中心線重疊處，此時ξ相具有最小電感Lmin。將第ξ相的導通范圍 劃分為三個扇區δ3ξ-2[θξοη~hturn)，S3l·lMturn~θ(ξ-l)off )，33ξ[θ(ξ-l)off~θ(ξ+1)οη) 0
[0068] 其中，四個角度存在大小關系：θξαη彡0Uurn彡0仏 1)過彡0"+1)。11，0^為1相開通角， 相轉矩特性曲線轉折點。Quoff為ξ_1相關斷角，其大小和與其相鄰的下一相ξ相 關斷角"。ff存在關系：
[0069]
(1)
[0070] θ(ξ+1^η*ξ+1相開通角，其大小和與其相鄰的上一相A相開通角存在關系：
[0071]
(2)
[0072] 據此原則將m相開關磁阻電機的一個轉子周期劃分為扇區Si、S2、…Sj-i、Sj，j為扇 區個數，j = 3m，第ξ相的單相導通扇區為S%，將扇區Sm-2、Sm-以狀歸為一組，稱為第ξ組扇 區。
[0073] 步驟2:確定當前采樣時刻轉矩環的滯環區域[-Τη~Τη]:電機運行時的轉矩脈動系 數Κτ可由式(3)表征：
[0074]
(3)
[0075]其中，Tmax、Tmin、Tav分別為電機進入穩態后的最大電磁轉矩、最小電磁轉矩、平均電 磁轉矩。
[0076] 轉矩滯環的目的就是使得實際轉矩被控制在滯環區域[-Τη~Τη]內，以滯環的右邊 界Τη作為允許的最大電磁轉矩Tmax，以滯環的左邊界-Τη作為允許的最小電磁轉矩T min，若已 知期望的轉矩脈動系數為τ，代入式(3)有：
[0077]
(4)
[0078] 用轉速環控制器輸出的轉矩期望值Tref近似Tav，得到：
[0079]
(5)
[0080] 步驟3:確定當前采樣時刻的轉速與負載下，驅動電路PWM波的占空比限值alimit :開 關磁阻電機是一種高度非線性的電能一一機械能轉換裝置，主要表現在磁鏈對轉子角和相 電流的非線性關系上，實用中，為了避免繁瑣的計算，又不失一定的工程精度要求，常采用 圖3所示的準線性模型近似電機的磁鏈特性曲線，圖3中的it是根據0n=0r/2位置即定轉子 凸極對準時的磁化曲線來決定的，it一般定在改位置其磁化曲線彎曲處，當相電流大于it 時，在所有轉子位置，磁鏈沿著斜率1^"隨相電流變化。
[0081]為便于定量分析繞組磁鏈的變化，假設相電流呈現為平頂波，如圖4所示，θ = 〇處 為定子極與轉子槽中心線重疊時具有最小電感Lmin，θη處電感取最大值Lmax。在9。"處繞組開 始導通，對應電流由0點線性上升到A點達到最大值i P，磁鏈Φ由0點沿斜率Lmln的直線上升至 A點。依據準線性模型，θη處的起始磁化曲線以L max的斜率線性上升至F點，當i>it后，則以斜 率Lmin變化，呈現出飽和特性。當相電流為平頂波時，在0 Qff處關斷開關管，此時繞組磁鏈達 到最大值fcax，對應工作點B，該點為換相點，磁鏈Φ沿斜率L miW直線下降到點C。在C點電流 ic<it，故可以近似認為在進入電感下降區域之前電流已衰減至0,在C點之后隨著電流的衰 減，Φ將沿著斜率為L max的直線下降到坐標原點0。
[0082]其中，所述0。"、0。打為相繞組的開通角、關斷角，0turn為轉矩特性轉折點，Lmin、L max分 別為單相電感的最小值和最大值。
[0083]由機電能量轉換原理可知，開關磁阻電機每相在一個轉子角周期θγ中的磁共能r 的增量可通過求解圖4中陰影部分的面積SQABC得到，若不計電阻損耗，則m相開關磁陽電機 的合成平均電磁環轉矩為：
[0084]
(6)
[0085]其中，Nr為轉子的凸極數。
[0086] 由圖4中幾何關系得到：
[0087] ff7 =S〇ABC=S〇ABE_S〇CBE (7)
[0088] 式(7)中So艦為換相點B前，相繞組所接受的電源供能;Scoe為換相后續流階段繞組 回饋給電源的能量。
[0089] 圖4中，線段0E的長度大小&二t//_，由幾何關系有，所以 H =沒:_ - Ln,m/_,,，由此得到：
[0090]
(8)
[0091] 依據圖4中幾何關系有：
[0092] Socbe = Sbed+Socd (9)
[0093]
(10)
[0094] D點磁鏈 ％ Of =妒,·. - ，且Φ?= (Lmax-LminHs，所以有：
[0095]
(11)
[0096] 將式(1〇)、式(11)代入式(9)，得：
[0097]
(12)
[0098] 將式(8)、式(12)代入式(7)，得：
[0099]
(13)
[0100] 開關磁阻電機第k相電壓平衡電路方程為：
[0101]
(14)
[0102] 其中，Vk、Rk、ik分別代表k相繞組電壓、電阻、電流。繞組壓降R kik與^相比通常很 cl/ 小，定性分析時可忽略，整理后得到磁鏈關于位置的導數：
[0103]
(15)
[0104] 其中，c〇r為電機轉速，若不計磁路飽和的影響，相繞組的電感L與電流大小無關， 僅是轉子位置Θ的函數，忽略繞組壓降Rkik，將!k = L(0)ik(0)代入式（14)可得：
[0109] 將式(17)、式(18)代入式(13)，得：
[0105]
[0106]
[0107]
[0108]
[0110]
(19) r \ min max min /
[0111] 將式(19)代入式(6)，即得m相開關磁阻電機的合成平均電磁轉矩解析式為：
[0112]
(20)
[0113] 在P麗控制方式下近似有Uph = aUDC，整理式(20)，得：
[0114]
(2\)
\
[0115] 其中， ，對于同一臺電機Nr、m、9 turn均 為常值，當選取固定開關角9。"、0避^為常數。
[0116] 為了保證一定的轉矩跟蹤能力，同時避免控制發生振蕩，應當依據母線電壓UDC選 取合適的占空比上限值aiimit。在系統控制中以轉速環輸出T ref近似Tav，選取alimit為：
[0117]
(22)
[0118] 其中，Η為一常數，依據實際母線電壓選取，使得當前轉矩控制能力為期望轉矩的 數倍。
[0119] 步驟4:得到當前采樣時刻的瞬時電磁轉矩Τ:對于第k相繞組，其瞬時電磁轉矩Tk (θ，ik)可以由轉子位置Θ和相電流ik查找存儲在微控制器內存中的轉矩特性表得到，將 m相 的轉矩相加可以得到合成的瞬時電磁轉矩
[0120] 步驟5:確定當前采樣時刻的轉矩誤差Δ τ:圖1中轉速環的輸出為期望的轉矩Trrf， 與步驟4中得到的瞬時電磁轉矩T相減即得當前時刻轉矩誤差Δ T = Trrf-T。
[0121] 步驟6:確定當前采樣時刻所處的扇區，依據轉矩誤差ΔΤ的大小在不同扇區采用 不同的導通規則:根據轉子位置Θ，依照步驟1確定當前扇區，以及當前扇區所屬組ξ，從而確 定當前需要考慮的三相繞組ξ-1、ξ、ξ+14為扇區Sm的單獨導通相，ξ_1代表ξ的上一相，ξ+1 代表ξ的下一相。相鄰三相ξ-1、ξ、ξ+1運行順序為為即將關閉相，ξ為剛導 通相，在ξ-1、ξ換相期間ξ+l相保持關斷，若存在其他相，則其他相在扇區內保 持關斷狀態。
[0122] 根據轉子位置Θ，依照步驟1確定當前扇區，在扇區內的導通策略如 圖5所示。
[0123] 其中，X軸表示轉矩誤差Δ T，[-Τη~Τη]為滯環區域，-Τη、0、Τη將X軸劃分為四段(-①~-Τη]，（-Τη~0]，（0~Τη]，（Τη~①]共四段，Υ軸表示PWM占空比α，實線代表ξ相開關狀 態;虛線代表ξ-l相開關狀態;點線代表ξ+l相開關狀態。
[0124] 具體策略說明如下：
[0125] a)若在扇區33ξ-2[θ^η~θ ξ?_)，ξ相剛導通，此區域電感值很小L~Lmin，電感變化緩 慢，由式（16)可得該區域相電流U對Θ的導數，無旋轉電動勢，電流會隨相電壓 Cl(7 大小劇烈變化，同時該段能提供的電磁轉矩有限，當負載較大時，很難提供所需轉矩;相反， 此時ξ-l相電感較大，電流變化相對緩慢，而且電感變化率近似恒值，能產生足夠大的電動 轉矩，所以該扇區內主要由ξ-l相提供轉矩，扇區電壓矢量如下：
[0126] ΔΤ彡-ΤΗ:關斷ξ相(Ρ麗占空比取下限值-alimit);C-l相零電壓續流以免出現轉矩 動湯，對應電壓矢直義.=_(〇，-&^(，_1); 、 Δ7' _ ,
[0127] _Τη< Δ T彡0: ξ相依據Δ T選取占空比1廠進行預勵磁，為下一個扇區做好準 - AT 備;相零電壓續流以免出現轉矩動蕩，對應電壓矢量〃 = ; AT
[0128] 0< ΔΤ<ΤΗ:ξ相以占空比上限值alimit導通，ξ-l相取占空比導通，對應電 乂 Η 壓矢I
;
[0129] 八1'〉1'1^、|-1都以占空比上限值€[1他導通，對應電壓矢量1； = (%_，《/_,-1)
[0130] b)若在扇區53^1[0^_~0(^1^)，|相電感仍然較小，但是電感變化率在不斷增 大，該扇區內ξ相電磁轉矩出現爬升，變化較為劇烈難以控制，所以仍由ξ-l相提供主要轉 矩，扇區Sw電壓矢量如下：
[0131] ΔΤ彡-ΤΗ:關斷ξ相(Ρ麗占空比取下限值-alimit);C-l相零電壓續流以免出現轉矩 動蕩，對應電壓矢量[=(α,-1);:
[0132] -ΤΗ< Δ T彡0:ξ、ξ_1相都是零電壓續流以免出現轉矩動蕩，對應電壓矢量 u - (0,0,-1}： ΔΓ
[0133] 0< ΔΤ彡ΤΗ:ξ、ξ-1相取占空比導通，對應電壓矢量 Η
[0134] ▲!'>1'11:|、|-1相都以占空比上限值€ [1^導通，對應電壓矢量:[=私_為_-1)。
[0135] c)若在扇區&40^1)^~0^1)。 11)，該扇區為單相導通區，|+1、|-1兩相都處于關斷 狀態，扇區S3;導通策略如下：
[0136] Λ Τ彡0:ξ相零電壓續流以免出現轉矩動蕩，對應電壓矢量[ = (0,0,-1); AT - Λ 7'
[0137] 0<ΔΤ彡ΤΗ:ξ相取占空比A?., 7導通，對應電壓矢量《 = (〇, Am 7，-1); Jli 'Η
[0138] ΛΤ>ΤΗ:ξ相以占空比上限值alimit導通，對應電壓矢量g = (〇，a/_，-1)。
[0139] 其中，電壓矢量? = (Α/Μ/)中的〇，13，(3分別代表ξ_1、ξ、ξ+1三相的驅動電路PWM波占 空比。
[0140] 步驟7:針對采用不對稱半橋作為功率變換器的開關磁阻電機驅動電路，對相電壓 進行脈寬調制：以一相為例，如圖6所示，圖6中箭頭方向為各個狀態下的相電流流向，忽略 開關管和續流二極管導通壓降，當上下開關管都導通時，繞組上施加的電壓為正向母線電 壓U DC，此時繞組處于勵磁階段，定義開關狀態為"Γ;當上管關斷下管導通時(或者上管導通 下管關斷），繞組上施加電壓為零，此時繞組處于續流狀態，此時定義電壓開關狀態為"〇" ； 當兩管都關斷時，由于繞組是感性負載，電流不能直接降為零，在電流續流期間，此時兩個 二極管導通，繞組兩端上施加的是反向母線電壓-U DC，此時繞組處于消磁階段，定義此時開 關狀態為"-Γ。
[0141] 將ξ-1、ξ、ξ+1以外的所有相的上下兩個開關管都關斷，依據步驟6得到的ξ_1、ξ、ξ+ 1三相的驅動電路ΠΜ波占空比α(-1<α<1)，通過對開關器件施加固定載波頻率的HVM波， 在一個采樣周期內分配狀態"1"、"〇"、"-1"所占大小，以一相為例，當〇 = 1時，在一個?麗周 期內，該相兩個開關管都保持導通；當〇<α<1時，在一個PWM周期內，該相一個開關管保持 導通，另一個開關管導通與關斷的時間比為a;當-1<α<0時，在一個P麗周期內，該相一個 開關管保持關斷，另一個開關管關斷與導通的時間比為a;當a = -l時，在一個PWM周期內，該 相兩個開關管都保持關斷。當忽略繞組電阻以及開關器件、半導體器件壓降時，繞組上的平 均相電壓t/pft可以由母線電壓Udc和占空比a表不：
[0142] lJph. = U〇c * a (23)
[0143] 其中，a是步驟6所述驅動電路HVM波的占空比a，b，c的通用符號，所述不對稱半橋 電路包括直流電壓源UDC和并聯在直流電壓源輸出端之間的繞組驅動電路，所述繞組驅動電 路的數量與開關磁阻電機的相數m相等。每相繞組驅動電路均有全控型器開關管件h， 2以 及續流二極管VDhVD〗構成。
[0144] 步驟1對電機一電角度周期進行角度細分，劃分出扇區，步驟2~7在控制系統的每 個采樣時刻依次執行，依據轉速、轉速環的輸出值T rrf以期望的轉矩脈動τ系數調整轉矩 環滯環區域和占空比的限值的大小，通過查表得到當前合成電磁轉矩從而計算得到轉矩誤 差Δ Τ，在確定扇區組別號ξ以及轉矩誤差后得到ξ_1、ξ、ξ+1相最終的控制量:電壓矢量:?，最 后對驅動電路PWM波信號進行調制實現對電機的控制。
[0145] 上述實施例僅是本發明的優選實施方式，應當指出：對于本技術領域的普通技術 人員來說，在不脫離本發明原理的前提下，還可以做出若干改進和等同替換，這些對本發明 權利要求進行改進和等同替換后的技術方案，均落入本發明的保護范圍。
【主權項】
1. 一種基于電壓矢量的開關磁阻電機直接瞬時轉矩控制方法，其特征在于，該方法包 括以下步驟： 步驟1:對m相開關磁阻電機一個轉子周期進行扇區劃分： 其中電機相數m多3,轉子齒極距為θτ，即一個轉子周期轉過的機械角度，開關磁阻 電機的步進角為Qr/m對應的電角度為2Ji/m; 將第ξ相的導通范圍劃分為三個扇區S3;-2[ θξοη~kturn)，S3l·1[ 0Uurn~θ(ξ -l)off )，S3; [θ(ξ-l)off~θ(ξ+1)οη); 其中，θ^η彡0^_<0"-1)淑彡0"+1)。11，0^為|相開通角，0^_為|相轉矩特性曲線轉折 點，θξ〇Η為ξ相關斷角，Q(H)ciffSi-I相關斷角，θ(ξ+$ η*ξ+1相開通角；CD (2) 按此方式將m相開關磁阻電機的一個轉子周期劃分為扇區Si、S2、. . .Sj-i、Sj，j為扇區個 數，j = 3m，第ξ相的單相導通扇區為S3^，將扇區2、St^鉍歸為一組，稱為第ξ組扇區； 步驟2:確定當前采樣時刻轉矩環的滯環區域[-Th~Th]:(3) 其中，Trrf為轉速環控制器輸出的期望轉矩值，τ為期望的轉矩脈動系數；步驟3:確定' ...................驅動電路PWM波的占空比限值alimit: (4) 其中，H為一常數，依據實際母線電壓Udc選取； 步驟4:確定當前采樣時刻的瞬時電磁轉矩T: 對于第k相繞組，其瞬時電磁轉矩Tk( Θ，ik)由轉子位置Θ和相電流ik查找存儲在微控制 器內存中的轉矩特性表得到，將m相的瞬時電磁轉矩相加得到合成的瞬時電磁轉矩步驟5:確定當前采樣時刻的轉矩誤差Δ T: AT = Tref-T (5) 步驟6:確定當前采樣時刻所處的扇區，在不同扇區采用不同的導通規則： 根據轉子位置Θ，依照步驟1確定當前扇區，以及當前扇區所屬組ξ，確定當前需要考慮 的三相繞組ξ_1、ξ、ξ+1，ξ為扇區的單獨導通相，ξ-l代表ξ的上一相，ξ+l代表ξ的下一相， 相鄰二相ξ-1、ξ、ξ+1運行順序為ξ-1-ξ-ξ+Ι，ξ -1為即將關閉相，ξ為剛導通相，在ξ-1、ξ換 相期間，ξ+l相保持關斷，若存在其他相，則其他相在扇區S 3^2、S3^l、S3^內保持關斷狀態； 依據步驟2得到的轉矩滯環區域將轉矩誤差的大小劃分為4個段，根據步驟5計算得到 的轉矩誤差A T的大小，得到當前采樣周期轉矩誤差所處的段，在不同段選取不同的電壓矢 其中，a，b，c分別代表ξ-1、ξ、ξ+1三相的驅動電路PffM波的占空比； 步驟7:針對采用不對稱半橋作為功率變換器的開關磁阻電機驅動電路，按照以下方式 對各相電壓進行脈寬調制： 將ξ-1、ξ、ξ+1以外的所有相的上下兩個開關管都關斷，依據步驟6得到的ξ-1、ξ、ξ+1三 相的驅動電路PWM波的占空比α的大小，通過對開關器件施加固定載波頻率的PffM波，在一個 采樣周期內分配不對稱半橋驅動電路開關管狀態"1"、"〇"、"-1"所占大小，其中， 繞組上的等效相電壓?7 Ρ"由直流電壓源輸出的母線電壓Udc和占空比α表示為：(6) 其中，α是步驟〇 W Jdi 9ΙΔ A/」Fgl it# r V? m奴η'、」〇 比a，b，c的通用符號，所述不對稱半橋電路 包括直流電壓源和并聯在直流電壓源輸出端之間的繞組驅動電路，所述繞組驅動電路的數 量與開關磁阻電機的相數m相等，每相繞組驅動電路均有全控型器開關管件V 1J2W及續流 二極管VDi、VD2構成。2. 根據權利要求1所述的基于電壓矢量的開關磁阻電機直接瞬時轉矩控制方法，其特 征在于，所述步驟1的扇區劃分依據開關磁阻電機第ξ相的轉矩特性曲線轉折點0 Uurn以及ξ 相和相鄰相的開通關斷角進行扇區劃分。3. 根據權利要求1或2所述的基于電壓矢量的開關磁阻電機直接瞬時轉矩控制方法，其 特征在于，所述步驟6中的電壓矢量按照如下規則選取： a) 若當前處于扇區S3l·2[9^n~0;turn)，則電壓矢量如下：Δ TS-Th:對應電B -Th< ATSOdtS 0< ΔΤ彡Th:對應_ ΔΤ>ΤΗ:對應電壓 b) 若當前處于扇區 Δ TS-Th:對應電B -TH< ATSOdtS 0< ΔΤ彡Th:對應_ ΔΤ>ΤΗ:對應電壓 c) 若當前處于扇區 0< ΔΤ彡Th:對應_ ΔΤ>ΤΗ:對應電壓
【文檔編號】H02P21/20GK105897076SQ201610237430
【公開日】2016年8月24日
【申請日】2016年4月15日
【發明人】李濤, 章國寶, 朱葉盛, 黃永明
【申請人】東南大學