專利名稱：具有同步整流的開關電壓轉換器的制作方法
技術領域：
本發明涉及一種開關模式電源，包括一個電感元件；一第一電子開關，連接到該電感元件，使得在該第一電子開關導通的周期使發生電流通過該電感元件；以及一個二極管和一第二電子開關的并聯裝置，也連接到該電感元件，使得在該第一電子開關不導通的周期使電流通過該電感元件。
這樣一種開關模式電源尤其從國際申請(PCT)號WO95/08863了解到。所說的這種熟悉的開關模式電源是回掃式的，電感元件是一個變壓器，其初級繞組在第一電子開關導通周期連接到一個輸入電壓，而在其斷開周期與第一輸入電壓斷開，該變壓器還具有一個次級繞組，它通過二極管和與所說二極管并聯的第二電子開關對-負載提供電能。當該電子開關處于斷開狀態時，即在其斷開周期期間，二極管接通，變壓器中建立的磁能加到負載。
當負載兩端的輸出電壓比較小時，二極管兩端的電壓降比較大，結果電源效率下降。由于大電流通過負載導致二極管中的熱損耗同樣也使效率下降。為克服這種缺陷，人們特別從所說國際申請了解到用一第二電子開關替代該二極管。通常該第二電子開關按MOSFET方式并具有低的正向電阻。該第二電子開關在該二極管導通的一剎那間導通，而在該二極管截止的一剎那截止。為安全原因或簡化起見，二極管通常并不用電子開關所替換，而是該第二電子開關與該二極管并聯配置。對于MOSFET的情況，二極管通常總是以體二極管形式出現。第二電子開關的控制要求臨界定時。例如，直到第一電子開關已截止，第二電子開關才應導通。如果不是這種情況，可發生相當大的開關損耗。
第二電子開關可直接通過與第一電子開關的控制信號具有固定時間關系的一個控制信號來控制。已知的開關模式電源即是這種情況的一個例子。對于該兩個電子開關的控制信號彼此反向，延時固定，以適于預防開關邊緣的重疊。
專利號為4,870,555的美國專利公開了一種正向變換器。其中電感元件在接通周期通過一個隔離變壓器連接在一個電壓源和一個負載之間。在截止周期電流通過一個同步整流器流動。所說配置需要兩個第一電子開關，一個與初級繞組串聯，而一個與次級繞組串聯，它們應當同時被驅動。在同步整流器中的第二電子開關按與第一電子開關反相方式進行控制。具有交叉耦合的NOR門的一個專用邏輯電路被用來防止該第二電子開關過早起動。
專利號為EP0,549,920的歐洲專利申請也公開了另外一些開關模式電源的配置，其中在同步整流器中的電子開關在與這些開關并聯配置的二極管導通之后被短暫導通，并在該二極管截止之前被短暫截止。這將需要一個復雜的定時和控制電路。
另外，第二電子開關可以通過監視該第二電子開關兩端的電壓和/或通過該第二電子開關的電流間接地加以控制，電壓符號的反相或者達到一給定電流的事實為電子開關導通或斷開的指示。所有這些已知的控制方法的缺陷在于它們要求復雜的電路和臨界的定時。
因此，需要不太臨界的和簡單的具有同步整流的開關模式電源。本發明提供一種在開頭章節定義型的開關模式電流，其特征在于該開關模式電源包括在一固定起動時間期間的斷開周期內斷開第二電子開關的裝置，該固定的起動時間的長度小于斷開周期的長度和與斷開周期的長度無關。
復雜的定時問題通過在斷開周期期間只要有可能不使第二電子開關接通來加以回避，然而僅針對一個預定的固定時間而言。第二電子開關在通過二極管的電流通過零點和該二極管可能截止的瞬間之前已經完全斷開。這樣提供的斷開方法全然是不臨界的，在適當時候是有效的。在第二電子開關已經斷開后，與該開關并聯配置的二極管把電流接過來直到電流通過零點。這樣，將保留斷開周期中的剩余片刻時間，其中該二極管并不由第二電子開關短路。然而在該斷開周期中，通過該電子開關的電流將基本上線性地減小。在該剩余片刻期間電流，因此損耗相對最小。
為應用固定的起動時間，必須提前知道斷開周期的長度。這是對于具有固定開關頻率或固定斷開周期的開關模式電源的情況。然而也選擇提供對于能應用固定起動時間的可變頻率和斷開周期的情況，以便在所有條件下在該斷開周期內保持充分短的狀態。但是，在那種情況下，效率增益不是常數。如果希望形成的固定斷開周期的長度與開關模式電源的工作條件相關。
本發明特別適合于具有一個變壓器的回掃式的所謂自振蕩電源(SOPS)。在這種類型的電源中當通過與次級繞組串聯的二級管的電流中斷時將產生電壓瞬變現象，該瞬變電壓被反饋從而接通第一電子開關。該瞬變電壓確定了斷開周期的結束。如果現在用一個MOSFET替代該二極管，所說瞬變電壓可再得不到。事實上，當電流通過零點和其符號改變時，不存在任何其他措施使MOSFET保持導通。然而，由于使用固定起動時間，為確保電源的正確工作，瞬變電壓保持可利用并不需要采取其他措施。
第二電子開關的固定起動時間可用一個短路電路提供，該短路電路可由指示結束接通周期的信號來觸發。
專利號為EP0464246的歐洲專利公開了一種在其次級電路中具有一個變壓器以及一個二極管和一個MOSFET并聯裝置的回掃SOPS。在斷開周期終止后MOSFET保持導通一固定時間，以保證在零負載條件下開關頻率不變得過分的高。該固定時間不落在斷開周期內，但落在斷開周期之后。
專利號為5,412,555的美國專利也公開了一種在其次級電路中具有一個變壓器以及一個二極管和一第二電子開關并聯裝置的回掃變換器。一二進制信號指示是否這里有電流通過該二極管。該信號的前后沿延遲一固定時間。該延遲信號接通和斷開該第二電子開關。后沿的固定延時在斷開周期中不出現，但在斷開周期后出現，正像在所說的歐洲專利EP0464246中那樣，用于保證在零-負載條件下開關頻率不過份地高。
本發明適合于具有同步整流的開關模式電源的所有結構類型，例如反向變換器，正向變換器，在各種電氣應用中有或無絕緣變壓器的反向-提升變換器，例如可充電的電動剃刀，牙刷，通信設備，視頻設備，音頻設備以及計算機設備。
以下將參照附圖描述和說明本發明的這些和其他的方面，其中

圖1表示一個自振蕩電源的布局；圖2A，2B和2C表示為圖1電源特點的某些信號波形；圖3更詳細地表示圖2B的信號的波形圖；圖4為用在圖1電源中的一短路電路的電路圖；圖5表示包括按本發明的開關模式電源的可充電電動剃刀的部分電路圖6表示按本發明的具有同步整流的開關模式電源的一個實施例；以及圖7表示包括按本發明的開關模式電源的可充電電動剃刀。
在圖中相同功能或用途的部件參考號數相同，圖1，作為例子，表示能應用本發明原理的一種自振蕩電源(SOPS)的布局，但是將由以下例子所說明的那樣，此原理也可應用到其他類型的開關模式電源。該電源具有一個變壓器2，它包括一個初級繞組4和一個次級繞組6，匝數比為n∶1，繞組方向由一個點指示。初級繞組4連接到第一電源端12和第二電源端14，一個直流電壓Ui通過一電子開關和一檢測電阻10加到該第二電源端14。次級繞組6連接到通過一二極管16加電的負載，作為例子，該負載是一個可再充電的電池B。電子開關8由一控制塊CTRL進行控制。
該電源工作如下。在一個周期的開始，電子開關8閉合。直流電壓Ui出現在初級繞組4的兩端。現在如圖2A所說明的那樣，在接通周期ti，一個線性增加的電流Ip開始流經該初級繞組4。該初級電流Ip在該檢測電阻10兩端產生一個增加的電壓，由控制塊CTRL測量這個電壓。當這個增加的電壓超過一給走閾值，即超過初級電流Ip的給定峰值時，控制塊CTRL再次打開電子開關8。在接通周期期間，也稱初級間隔期間，一個電壓Ui/n出現在次級繞組兩端。二極管16按這樣一種方式架空，即無次級電流Is流過次級繞組6，在接通周期ti，二極管16兩端的總電壓被表示在圖2C中并等于Ui/n+Ub，這里Ub是電池B兩端的電壓。在打開電子開關8之后，變壓器2的繞組兩端的電壓反向，同時一個次級電流Is開始流過二極管16和電池B。現在二極管16兩端的電壓Uα等于正向電壓降Uf。如在圖2B中所示那樣在斷開周期To，次級電流Is線性減小。一旦次級電流ΔIs變為零，二極管16截止，由此二極管電壓Ud再次增加。該電壓的增加是一個指示，指示控制塊CTRL再次閉合電子開關8，之后將開始一新的周期。
二極管16兩端的電壓降Uf近似為0.7V。相對于數伏的電池電壓這不再是可以忽略的。因為充電電流可以在二極管16中產生相當大的損耗。這些損耗通過用低內阻的同步整流器替代該二極管16來避免。該同步整流器基本上是一個低內阻的晶體管開關，通常是一個MOSFET，它執行二極管的功能。該晶體管開關在該二極管導通瞬間接通，而在該二極管再次截止瞬間斷開。與使用二極管的情況相比，由于晶體管開關的兩端的電壓降越少，這個損耗也就越小。
理論上，當次級電流全部流過晶體管開關而不流過二極管時損耗最小。
但是，在實際上，控制晶體管開關是有些困難的，特別是對其定時。為安全起見，通常保留二極管而晶體管開關同該二極管并聯連接。如果晶體管開關發生故障，則尚有二極管保證正確工作。如果晶體管開關是一個MOSFET，則MOSFET的內部體二極管起整流器二極管作用而無需外部二極管。
同二極管16并聯的電子開關在斷開同期To開始之后，最好在該電子開關8剛斷開之后盡可能快地應當接通。實際上為得到適用于該目的信號是相當簡單的。電壓Ud(參見圖2c)的負的運轉中的邊緣就是這種信號。檢測通過二極管16b的電流變為零的瞬間是更加困難。當一個導通的MOSFET被配置成同二極管16并聯時，該二極管和MOSFET的并聯裝置兩端的電壓將不再呈現任何瞬態現象。如果這時次級電流Is通過零點。還有可能通過監視流過MOSFET的電流檢測零交叉。在除回掃SOPS的另外的結構中，可能回復初級電路中的電子開關和次級電路中的同步二極管的更準確定時的直接控制，注意轉換次數彼此不交疊。
按照本發明，同二極管16并聯的電子開關在斷開周期To開始之后但在次級電流Is通過零點之前的固定瞬間斷開。這樣次級電流Is在該斷開周期To的一部分期間通過該電子開關流動，并在該周期的余部通過二極管16。結果，同理論上可達到的相比，損耗將增加，然而這種增加并不顯著。圖3再次表示下降的次級電流Is。在斷開周期to，電流從值h下降到值零。已劃分斷開周期to，使得它包括例如選為等于3/4to的一固定啟動時間tf。在區間tf中電流從h下降到hl。在剩余的1/4to時間里，電流從h1下降到零。二極管16中的損耗正比于三角形的面積，其一個側邊代表電流下降，而另一側邊代表電流下降期間經過的時間。因為h1＝1/4h，三角形A的面積為總面積的1/16。這意味著，在1/4to時間內僅呈現約6％的損耗。通過僅對斷開周期的75％啟動該電子開關，約得到94％的可得到的收益。
為使用該固定的啟動時間tf，務必知道該斷開周期to有多長。在具有固定頻率或固定斷開周期的開關模式電源中這是知道的，但如果不是這種情況，該固定的啟動時間可選擇得如此的短，使得在所有條件下，在該斷開周期結束前斷開該電子開關。
圖4更詳細地表示圖1中所示電路裝置的次級電路的圖。二極管16用其柵極由一單觸發電路(one-shot)OS驅動的-MOSFET18旁路。在次級繞組6和二極管16之間的結點20上的交流電壓用于觸發一單觸發電路OS，以及還用來對該一單觸發電路OS產生電源電壓Vcc。在結點20上的交流電壓的信號波形接近圖2C中所示的波形，電池B和二極管16之間的結點連接到信號地點22。在結點20上的正電壓受串接在結點20和接地點22之間的電阻24和齊納二極管26的限制。齊納二極管26兩端的受限的正的電壓瞬變由一PNP晶體管28和一電容30調整。晶體管28的基極連接到電阻24和齊納二極管26間的結點。電容器30連接在晶體管28的發射極和接地點22之間。電容器兩端的電壓Vcc作為電源并在電源端34可獲得。晶體管28的收集極通過二極管32連接到結點20。該二極管32防止晶體管28在該結點上的電壓相對接地點22為負時導通。用于產生電源電壓Vcc的目前的電路是穩定的，并且幾乎不依賴于初級繞組兩端的直流電壓Ui。這就導至一個固定的電壓激勵MOSFET18的柵極，由此導至MOSFET18的固定的導通電阻。
單觸發電路OS包括一個NPN晶體管36，其發射極連接到接地點22。晶體管36的收集極通過電阻38以及同該電阻并聯的二極管40連接到電源端34。電容器42連接在晶體管36的收集極和齊納二極管26與電阻24之間的結點間。單觸發電路OS還包括-NPN晶體管44，其發射極連接到接地點22，其收集極通過電阻46連接到電源端34，以及其基極通過電阻48連接到電源端34。該晶體管36的基極通過電阻50以及同該電阻并聯的加速電容器52連接到晶體管44的收集極。晶體管44的基極通過電容器54連接到晶體管36的收集極。此外，晶體管44的收集極連接到NPN晶體管56的基極，該晶體管56的收集極連接到電源端34，而其發射極連接到MOSFET18的柵極。二極管58同晶體管56的基-發結反并聯，從而防止該結在該晶體管56的基極上負信號瞬變情況下擊穿。
單觸發電路OS是邊緣觸發的，而不是電壓觸發的。這就防止了單觸發電路因MOSFET18的截止同時由二極管16接過電流造成電壓瞬變而重新觸發。在接通周期ti，單觸發電路OS是處于休閑狀態，晶體管44導通，因其基極電壓經由電阻48而為正，以及晶體管36截止，因為由于晶體管44的導通，其基極電壓基本上等于地電位。齊納二極管26兩端的負的電壓瞬變通過電容42傳遞并將晶體管36的收集極拉到更負的電壓。該負電壓瞬變通過電容器54傳遞到晶體管44的基極，由此最后所述的晶體管變成截止。結果，晶體管44的收集極電壓上升，同時晶體管36被激勵而導通。晶體管44的高的收集極電壓由晶體管56傳遞到MOSFET18的柵極，由此MOSFET導通。由于正反饋，晶體管36和44的導通狀態變化甚快。這種轉換狀態將維持，直到電容器54已經由電阻48被充電，以致晶體管44再次導通，而晶體管36再次截止。晶體管44的收集極電壓再次變低，而同時MOSFET18將再次截止。結點20上的附帶電壓瞬變對單觸發電路OS不存在影響，這是因為該電壓瞬變的幅度太小，以致不能截止晶體管44。在當二極管16截止時，在斷開周期to的結束處，結點20上有正電壓瞬變情況下，二極管40將防止晶體管36的收集極電壓達到超過電源電壓Vcc。
圖5表示用在有可再充電電池的電動剃刀中的圖4的電路。該電路基本上與圖4的相同。已增加了一個電動機M和一個開關SW，它們串接在電池兩端，電動機M連接到電池B的正端，開關SW連接到電池B的負端，也就是連接到接地端22，此外增加一個NPN晶體管60，其發射極連接到接地端22，收集極通過電阻62連接到電源端34，而其基極通過電阻64連接到開關SW和電動機M間的結點。此外，電阻66與電阻48串聯并由-PNP晶體管旁路，該晶體管發射極連接到電源端34，而其基極連接到晶體管60的收集極。當開關SW打開而電動機不能旋轉時，與電阻64一起的電動機M對晶體管60基極起上拉電阻的作用。之后晶體管60的導通，由此PNP晶體管68也導通，而電阻66被短路。現在單觸發電路OS具有一個小的時間常數，MOSFET18的固定啟動時間tf比較地短。當開關SW關閉時，電動機M旋轉，晶體管60和68都不導通，電阻66不短路。則單觸發電路OS具有大的時間常數，MOSFET18的固定啟動時間tf較長。這適合于在不同的電源工作條件下，即電動機M接通或電動機M斷開的情況下，允許不同的斷開周期to。
具有固定時間控制的同步整流并不限于圖1中所示的結構，而是可以應用使用同步整流器的任何結構，包括并聯的二級管和電子開關，并且可使用在有或無絕緣變壓器的方向，回掃和反向提升(Bud-boost)結構中。用所述方法圖6表示一個具有一個變壓器的正向變換器，變壓器72具有其初級繞組70，連接到正電源端76和負電源端78，輸入電壓Ui通過電子開關74加到初級繞組，電子開關74連接在初級繞組70和負電源端78之間，變壓器72的次級繞組80一端通過電子開關82連接到負電源端78，另一端通過電感元件84連接到端點86。次級繞組80的另一端還通過一個二極管88以及與該二極管并聯的電子開關90連接到負電源端78。被供給能量的負載92連接到端點86和負電源端78。負載92兩端的電壓施加到用控制信號DS同時斷開或接通電子開關74和82的脈寬調制器PWM。該控制信號DS的后沿觸發按類似于圖4電路中使用的方式驅動電子開關90接通的單觸發電路OS。
按本發明的電源電路適合于具有再充電電池的電氣器具，例如NiCa或NiMH電池，它們從主電壓充電。圖7作為例子表示有外殼H的一種電動剃刀，它裝有標志PS的電源電路，再充電電池B和電動機M。電動機驅動電動剃刀頭SH，并借助開關SW來操縱。
權利要求
1.一種開關模式電源包括一電感元件(2)；一第一電子開關(8)，連接到該電感元件(2)，使得在一接通周期使電流通過該電感元件(2)流動，其中第一電子開關(8)是接通的；以及二極管(16)和一第二電子開關(18)的并聯裝置，也連接到該電感元件(2)，使得在一斷開周期使電流通過該電感元件(2)流動，其中該第一電子開關(8)是斷開的，其特征在于該開關模式電源包括裝置(OS)，用于在一固定啟動時間期間的斷開周期斷開該第二電子開關(18)，該固定啟動時間的長度小于該斷開周期的長度并與該斷開周期的長度無關。
2.如權利要求1的一種開關模式電源，其特征在于該裝置包括一單觸發電路(OS)，由指示接通周期結束的一個信號觸發。
3.如權利要求2的一種開關模式電源，其特征在于該開關模式電源是包括一個變壓器的回掃變換器，變壓器的初級繞組(4)同第一電子開關(8)串聯以接收電源電壓，其次級繞組(6)連接到經由所說并聯裝置(16，18)供給能量的負載(B)。
4.如權利要求3的一種開關模式電源，其特征在于該電源還包括裝置(66，68)，用于提供固定啟動時間的長度。
5.如權利要求4的開關模式電源，其特征在于負載包括可再充電電池(B)和用于將一功耗器件(M)連接到該電池(B)的裝置(SW)，該裝置(SW)用于連接啟動裝置(66，68)的功耗器件(M)，以便調整時間長度(60，62，64)。
6.如權利要求2的一種開關模式電源，其特征在于單觸發電路(OS)包括一第一晶體管(36)和一第二晶體管(44)，其第一主電極連接到第一電源端(22)，第二主電極分別通過第一電阻(38)和第二電阻(46)連接到第二電源端(34)，第一晶體管(36)的控制電極通過第三電阻(50)連接到第二晶體管(44)的第二主電極，而該第二晶體管(44)的控制電極通過第四電阻(48)連接到第二電源端(34)，并通過第一電容器(54)連接到該第一晶體管(36)的第二主電極，以及一第二電容器(42)用于將該第一晶體管(36)的第二主電極連接到一個觸發信號。
7.如權利要求3的一種開關模式電源，還包括一電阻(24)，將一齊納二極管(26)連接到次級繞組(6)和并聯裝置(16，18)之間的一結點(20)，一晶體管(28)的控制電極連接到齊納二極管(26)，其第一主電極連接到一個緩沖電容器(30)，而第二主電極通過一二極管連接到結點(20)。
8.一個電動剃刀系統包括電動剃刀(H)，它包括一個可再充電的電池(B)，一電氣負載(M)，一開關(SW)，用于將電動機(M)連接到電池(B)，以及如在任一上面權利要求中所要求那樣的開關模式電源(PS)，用于對至少電池(B)和/或負載(M)提供能量。
全文摘要
一種借助二極管(16)和并聯的電子開關(18)使其具有同步整流功能的開關模式電源。借助一個單觸發電路(OS),電子開關(18)在一固定的部分時間期間被驅動為接通,在該期間,如果沒有電子開關(18),二極管(16)可能被導通。
文檔編號H02M3/28GK1262808SQ99800444
公開日2000年8月9日 申請日期1999年1月25日 優先權日1998年2月3日
發明者J·德威, W·G·M·埃特斯, R·范德沃爾, J·H·博特馬 申請人:皇家菲利浦電子有限公司