本發明涉及電力電子功率變換器拓撲及調制領域，尤其是一種利用雙buck-boost電路作為高頻鏈矩陣式逆變器前級的電路拓撲及調制方法。

背景技術：

逆變器是一種把直流電能轉換成交流電能的拓撲裝置。高頻鏈逆變技術與常規逆變技術的最大不同在于其利用高頻變壓器實現能量傳遞以及輸入與輸出的電氣隔離，從而減小了變壓器的體積和重量，降低了成本，提高了電能利用率，改善了逆變器的工作特性。

按電路拓撲結構形式，高頻鏈逆變器通常可分為dc/dc變換型(dc-hfac-dc-lfac)和矩陣變換型(dc-hfac-lfac)，其中，hfac：高頻交流，lfac：低頻交流。矩陣變換型逆變器在變壓器初級通過dc/hfac逆變(簡作“前級”)獲得高頻交流；在變壓器次級采用交流雙向開關構成的矩陣變換器(簡作“后級”)實現hfac/lfac轉變，省去了中間直流儲能環節，可實現單級功率變換和雙向能量傳輸，通態損耗小，提高了整機效率，使系統的可靠性增加。

目前，非隔離式dc/ac單級變換器通常工作在降壓輸出狀態。在應用中，多采用在其輸出端變換工頻變壓器匝比的方法來實現進一步升壓，但同時增大了功率裝置的體積和重量，以致影響了該類變換器的推廣使用。

技術實現要素：

本發明目的在于提供一種電路拓撲簡潔、可升降壓且調制簡單的前級為雙buck-boost的高頻鏈矩陣式逆變器拓撲及調制方法。

為實現上述目的，采用了以下技術方案：本發明所述逆變器拓撲由直流輸入電壓ui、功率開關管s1、功率開關管s2、功率開關管s3、功率開關管s4、電感l1、電感l2、電容c1、電容c2、可控開關管sp1、可控開關管sp2、可控開關管sp3、可控開關管sp4、可控開關管sn1、可控開關管sn2、可控開關管sn3、可控開關管sn4、高頻變壓器t、電感lf、電容cf和負載r組成；

具體連接方式如下：

直流輸入電壓ui的正極與功率開關管s1的漏極以及功率開關管s3的漏極相連，功率開關管s1的源極分別與電感l1的一端和功率開關管s2的漏極相連，功率開關管s2的源極分別與電容c1的一端和變壓器t的原邊一端相連；電感l1的另一端分別連接電容c1的另一端、直流輸入電壓ui的負極；

功率開關管s3的源極分別與電感l2的一端和功率開關管s4的漏極相連，功率開關管s4的源極分別于電容c2的一端和變壓器t的原邊另一端相連；電感l2的另一端分別連接電容c2的另一端、直流輸入電壓ui的負極；直流輸入電壓ui的負極與地相連；

高頻變壓器t副邊的一端分別與可控開關管sp1的集電極、可控開關管sp2的集電極相連，可控開關管sp1的發射極與可控開關管sn1的發射極相連，可控開關管sp2的發射極與可控開關管sn2的發射極相連；

變壓器t副邊的另一端分別與可控開關管sn3的集電極、可控開關管sn4的集電極相連，可控開關管sn3的發射極與可控開關管sp3的發射極相連，可控開關管sn4的發射極與可控開關管sp4的發射極相連；

可控開關管sn1的集電極與可控開關管sp3的集電極相連，并與電感lf的一端相連；可控開關管sn2的集電極與可控開關管sp4的集電極相連，并與電容cf的一端和負載r的一端相連；電感lf的另一端分別與電容cf的另一端和負載r的另一端相連。

本發明所述的一種前級為雙buck-boost的高頻鏈矩陣式逆變器拓撲的前后級協同調制方法，前級是pwm相位相差180°的調制方法，雙buck-boost逆變器的兩個功率開關管s2、s4通過兩路相位相差180°的pwm波來驅動，功率開關管s1、s3的pwm驅動波形相同，其頻率是s2、s4驅動波形的2倍，s2、s4的驅動波形是由s1、s3的pwm驅動波形和兩個pwm方波v1、v2邏輯與運算得到的，v1、v2的頻率與s2、s4驅動波形的頻率相同；通過這種驅動方式可以使得兩組buck-boost變換器的工作模態相差180°，即一組工作在升壓狀態下，同時另一組工作在降壓狀態下，兩組輸出的方波作差即可得到正負交替的方波，從而達到逆變的功能；后級是解結耦單極性調制方法，將可控開關管sp1、可控開關管sp2、可控開關管sp3、可控開關管sp4、可控開關管sn1、可控開關管sn2、可控開關管sn3、可控開關管sn4組成的矩陣變換器中的開關管等效成兩組普通的逆變器進行控制，把矩陣變換器的左右橋臂分別用兩個相位相差180°的正弦調制波與鋸齒載波比較產生四路spwm脈沖，再與驅動前級開關管所用到的兩個pwm方波v1、v2進行邏輯組合控制矩陣變換器；

雙buck-boost逆變器產生占空比恒定的方波信號，前級輸出為正時，矩陣變換器正組工作；輸出為負時，矩陣變換器負組工作；通過解結耦單極性調制策略，矩陣變換器輸出高頻spwm脈沖，經過lc濾波后得到工頻正弦波。

通過改變雙buck-boost開關管的占空比，來獲得幅值高于或低于直流輸入電壓的正弦波輸出，實現升、降壓逆變。這種控制方法邏輯簡單，控制方便，可以實現能量的雙向流動。

工作過程如下：

變壓器原邊連接的兩套buck-boost的功率開關管用相位相差180°的pwm波進行調制，變壓器副邊連接的矩陣式變換電路采用解結耦單極性spwm調制。前級后級調制時采用同步pwm信號協同調制。前級產生一個正負交替的高頻方波信號，后級矩陣式變換器將高頻交流信號變為工頻正弦波信號。

與現有技術相比，本發明具有如下優點：通過簡單的調制方式即可實現升壓逆變和降壓逆變，控制較為靈活；用基本的buck-boost升降壓原理，實現升降壓逆變的功能，容易實現；通過控制前級s2、s4的通斷，可使能量實現雙向流動，傳輸控制方式簡單；該拓撲具有廣泛的應用擴展性，通過適當的拓撲組合，可應用于多種具有高頻交流需求的直接或隔離型變換電路中。

附圖說明

圖1為本發明逆變器電路拓撲圖。

圖2為交錯并聯型雙buck-boost變換器拓撲圖。

圖3為本發明方法的系統原理框圖。

圖4為雙buck-boost高頻逆變器工作在降壓模式下的工作原理波形圖。

圖5為雙buck-boost高頻逆變器工作在升壓模式下的工作原理波形圖。

圖6為雙buck-boost高頻鏈矩陣式逆變器的邏輯處理電路圖。

圖7為雙buck-boost高頻鏈矩陣式逆變器在單極性spwm調制策略下的電路解結耦原理圖。

圖8為本發明方法控制下的雙buck-boost高頻鏈矩陣式逆變器一個高頻周期內的模態電路圖。

具體實施方式

下面結合附圖對本發明做進一步說明：

本發明所述前級為雙buck-boost的高頻鏈矩陣式逆變器拓撲由雙buck-boost逆變器，高頻變壓器t，矩陣變換器、lc型濾波器依次連接構成；變壓器前級高頻逆變電路為雙buck-boost電路，兩組buck-boost的輸出作差，即可得到正負交替的高頻方波，由高頻變壓器耦合到變壓器副邊，經變壓器后級矩陣變換器調制，由濾波器濾波輸出工頻正弦電壓。

前級為雙buck-boost的逆變電路由直流輸入電壓ui、功率開關管s1、功率開關管s2、功率開關管s3、功率開關管s4、電感l1、電感l2、電容c1、電容c2組成；矩陣變換器由可控開關管sp1、可控開關管sp2、可控開關管sp3、可控開關管sp4、可控開關管sn1、可控開關管sn2、可控開關管sn3、可控開關管sn4組成；lc型濾波器由電感lf、電容cf和負載r組成。

如圖1所示，直流輸入電壓ui的正極與功率開關管s1的漏極以及功率開關管s3的漏極相連，功率開關管s1的源極分別于電感l1的一端和功率開關管s2的漏極相連，功率開關管s2的源極分別與電容c1的一端和變壓器t的原邊一端相連，l1的另一端分別連接電容c1的另一端和ui的負極；功率開關管s3的源極分別于電感l2的一端和功率開關管s4的漏極相連，功率開關管s4的源極分別于電容c2的一端和變壓器t的原邊另一端相連，l2的另一端分別連接電容的另一端和ui的負極；直流輸入電壓ui的負極與地相連。

高頻變壓器t副邊的一端分別與可控開關管sp1的集電極、可控開關管sp2的集電極相連，可控開關管sp1的發射極與可控開關管sn1的發射極相連，可控開關管sp2的發射極分別與可控開關管sn2的發射極相連；變壓器t副邊的另一端分別與可控開關管sn3的集電極、可控開關管sn4的集電極相連，可控開關管sn3的發射極與可控開關管sp3的發射極相連，可控開關管sn4的發射極分別與可控開關管sp4的發射極相連；可控開關管sn1的集電極與可控開關管sp3的集電極相連，并連接lc濾波器的lf的一端，可控開關管sn2的集電極與可控開關管sp4的集電極相連，并分別連接lc濾波器的cf的一端和負載r的一端；lf的另一端分別與cf的另一端和負載r的另一端相連。

圖2為交錯并聯型雙buck-boostdc/dc變換電路。如圖1所示的前級為雙buck-boost高頻逆變電路可由交錯并聯雙buck-boost變換器衍化而來：將圖2中的二極管vd1和vd2反并聯兩個功率開關管，把負載跨接于a，b兩點(vd1和vd2的陽極處)即可得到，這里在a，b處接入高頻變壓器，再接后級單相矩陣式變換器，最后連接lc型濾波器和負載，從而構建出圖1所示的新型高頻鏈矩陣式逆變器。

如圖3所示，本發明調制方法如下：

圖3中包括pwm及spwm信息發生環節、雙buck-boost高頻逆變器邏輯處理電路、解結耦單極性調制邏輯處理電路及被控對象雙buck-boost高頻鏈矩陣式逆變器，其中pwm信息發生環節產生一路pwm信號驅動前級開關s1和s3，另外產生一對互補且頻率為前者二分之一的pwm信號分別來驅動s2和s4，除此之外還產生一對與s2、s4驅動信號頻率相同且占空比為0.5的方波信號v1、v2。spwm信號發生環節產生四路spwm信號，與pwm同步信號邏輯組合后進行解結耦單極性spwm調制，進而去驅動后級矩陣式變換器的開關管。通過改變前級驅動信號的占空比實現升、降壓逆變。

對于本發明所述的解結耦單極性spwm調制策略，包含“解耦”和“結耦”兩部分工作。其一，解耦調制的核心思想是把矩陣變換器從拓撲角度進行分解，即將矩陣變換器分解為兩個普通逆變器分別控制，本發明將矩陣變換器結耦成正負兩組普通的電壓型逆變器。其二，結耦調制的核心控制思路為：正組逆變器工作時，負組逆變器的功率管全部處于開通狀態，同理，負組逆變器工作時正組逆變器的功率管全部開通，根據變壓器輸出電壓極性和輸出端正弦調制信號的極性選擇開關管導通。

圖4為雙buck-boost高頻逆變器工作在降壓模式下的工作原理波形圖。圖中，ugs1、ugs2、ugs3、ugs4分別為功率開關管s1、s2、s3、s4的驅動信號，v1、v2是一對頻率為ugs1、ugs3的二分之一且占空比為0.5的互補方波，up、ip分別為變壓器原邊的電壓電流。s1、s3的驅動信號ugs1、ugs3相同，s2、s4的驅動信號ugs2、ugs4的頻率是ugs1、ugs3頻率的二分之一。由圖可知，ugs2是在ugs1的脈沖基礎上隔一個脈沖出現一次的波形，即由ugs1和v1進行邏輯與運算得到的波形，同理，ugs4是由ugs3和v2進行邏輯與運算得到的波形。變壓器原邊電壓、電流up、ip為正負交替的方波，當占空比d＝0.25時,實現降壓逆變。

圖5為雙buck-boost高頻逆變器工作在升壓模式下的工作原理波形圖。與圖4類似，唯一不同的是占空比從0.25變為0.75，實現升壓逆變。

圖6為雙buck-boost高頻鏈矩陣式逆變器的邏輯處理電路。對于變壓器前級的四個功率開關管來說，將s1的驅動信號ugs1和v1邏輯與運算得到s2的驅動信號ugs2，s3的驅動信號ugs3和v2邏輯與運算得到s4的驅動信號ugs4。對于變壓器后級前一橋臂的4個可控開關管來說，將spwm1和v1進行邏輯或運算所得到的信號驅動sn3，將spwm1和v2進行邏輯或運算所得到的信號驅動sp1，將spwm2和v1進行邏輯或運算所得到的信號驅動sn1，將spwm2和v2進行邏輯或運算所得到的信號驅動sp3；對于變壓器后級后一橋臂的4個可控開關管來說，其驅動方式與前一橋臂類似，將spwm3和v1進行邏輯或運算所得到的信號驅動sn4，將spwm3和v2進行邏輯或運算所得到的信號驅動sp2，將spwm4和v1進行邏輯或運算所得到的信號驅動sn2，將spwm4和v2進行邏輯或運算所得到的信號驅動sp4。

圖7為雙buck-boost高頻鏈矩陣式逆變器在單極性spwm調制策略下的電路解結耦原理圖。該調制方法使矩陣變換器等效分解成兩個普通的電壓型逆變器。當變壓器輸入電壓為正時，正組逆變器的sp1、sp2、sp3、sp4工作，負組逆變器sn1、sn2、sn3、sn4處于全通狀態；變壓器輸入電壓信號為負時，負組逆變器sn1、sn2、sn3、sn4工作，正組逆變器的sp1、sp2、sp3、sp4處于全通狀態。

圖8為本發明方法控制下的雙buck-boost高頻鏈矩陣式逆變器一個高頻周期內的模態電路圖。圖8(a)～(h)分別為下述工作模態1～8。假定拓撲中的所有元器件均為理想元器件，根據工作原理，在一個高頻周期內存在8個工作狀態，具體模態分析如下：

1)工作模態1[t0-t1]，如圖8(a)所示，t0時刻驅動開關管s1、s3、s4導通，一方面直流電源ui通過s1給l1儲能，另一方面由于電感l2電流不能突變，電路仍保持在l2向c2釋放能量的狀態，s3不能立即開通，變壓器原邊電壓up仍保持上正下負，后級矩陣式變換器正組工作，反組全通。后級正組開關管sp3、sp4導通，sp1、sp2關斷，形成續流通路，矩陣變換器輸出電壓ucd＝0。

2)工作模態2[t1-t2]，如圖8(b)所示，t1時刻開關管s1、s3、s4導通，一方面直流電源ui繼續通過s1給l1儲能，另一方面，開關管s3、s4導通，將b點電位鉗位在直流輸入電壓的最大值，變壓器原邊電壓up上負下正，后級矩陣式變換器負組工作，正組全通。后級負組開關管sn2、sn3導通，sn1、sn4關斷，矩陣變換器輸出電壓ucd為負。

3)工作模態3[t2-t3]，如圖8(c)所示，t2時刻前級4個開關管s1、s2、s3、s4全部關斷，電感l1向電容c1釋放能量，變壓器原邊電壓up上負下正，后級矩陣式變換器的負組繼續工作，正組全通。后級負組開關管sn3、sn4導通，sn1、sn2關斷，形成續流通路，ucd＝0。

4)工作模態4[t3-t4]，如圖8(d)所示，t3時刻前級4個開關管s1、s2、s3、s4依然全部關斷，工作狀態與前一工作狀態保持一致，變壓器原邊電壓up上負下正，后級矩陣式變換器的負組工作，正組全通。后級正組開關管sn1、sn4導通，ucd為負。

5)工作模態5[t4-t5]，如圖8(e)所示，t4時刻驅動開關管s1、s3、s2導通，一方面直流電源ui通過s3給l2儲能，另一方面由于電感l1電流不能突變，電路仍保持在l1向c1釋放能量的狀態，s1不能立即開通，變壓器原邊電壓up仍保持上負下正，后級矩陣式變換器負組工作，正組全通。后級負組開關管sn1、sn2導通，sn3、sn4關斷，形成續流通路，矩陣變換器輸出電壓ucd＝0。

6)工作模態6[t5-t6]，如圖8(f)所示，t4時刻開關管s1、s3、s2導通，一方面直流電源ui通過s3繼續給l2儲能，另一方面，開關管s1、s2導通，將a點電位鉗位在直流輸入電壓的最大值，變壓器原邊電壓up上正下負，后級矩陣式變換器正組工作，負組全通。后級正組開關管sp1、sp4導通，sp2、sp3關斷，矩陣變換器輸出電壓ucd為正。

7)工作模態7[t6-t7]，如圖8(g)所示，t5時刻前級4個開關管s1、s2、s3、s4全部關斷，電感l2向電容c2釋放能量，變壓器原邊電壓up上正下負，后級矩陣式變換器的正組繼續工作，負組全通。后級正組開關管sp1、sp2導通，sp3、sp4關斷，形成續流通路，ucd＝0。

8)工作模態8[t7-t8]，如圖8(h)所示，t6時刻前級4個開關管s1、s2、s3、s4依然全部關斷，工作狀態與前一工作狀態保持一致，變壓器原邊電壓up上正下負，后級矩陣式變換器的正組工作，負組全通。后級正組開關管sp2、sp3導通，ucd為負。

由以上工作過程可以看出，變壓器前級的雙buck-boost逆變電路只要改變功率開關管的占空比即可實現升壓逆變和降壓逆變，通過矩陣式變換器的調制，獲得幅值高于或低于直流輸入電壓的正弦波輸出。調制方式簡便，控制較為靈活，比較容易實現。

以上所述的實例僅僅是對本發明的優選實施方式進行描述，并非對本發明的范圍進行限定，在不脫離本發明設計精神的前提下，本領域普通技術人員對本發明的技術方案做出的各種變形和改進，均應落入本發明權利要求書確定的保護范圍內。