本發明涉及集成電子裝置。

背景技術：

在汽車、工業及客戶平臺中對集成電子裝置的不斷增加的需求需要更成熟功率轉換與分配設計。這些電子裝置通常包含嵌入式處理器、存儲器及從一個電池電源操作的其它電子組件。dc/dc電壓轉換器用于將不同電壓供應到不同電子組件。這些dc/dc轉換器取決于輸出負載需要而在連續及非連續傳導模式中操作。

dc/dc轉換器通常在輕負載條件下進入非連續模式以改進效率。然而，dc/dc轉換器可具有在于非連續模式中操作時使其效率降級的操作異常。

技術實現要素：

一種dc/dc電壓轉換器包含用于接收dc電壓的轉換器輸入。第一開關耦合于所述輸入與第一節點之間。第二開關耦合于所述第一節點與接地之間。電感器耦合于所述第一節點與轉換器輸出之間。電容器耦合于所述轉換器輸出與接地之間。輸出電壓合成器耦合到所述轉換器輸入及所述轉換器輸出以對所述第一節點處的電壓進行合成且響應于所述轉換器輸入及所述轉換器輸出處的電壓而為所述第一開關及所述第二開關中的至少一者產生控制信號。

附圖說明

圖1是dc/dc轉換器的示意圖。

圖2是展示穿過圖1的電感器l1的電流隨圖1的晶體管q1及q2的狀態而變的曲線圖。

圖3是dc/dc轉換器的實例性輸出電壓合成器的示意圖。

圖4a是來自圖3的輸出電壓合成器的經合成輸出電壓與來自圖1的dc/dc轉換器的輸出電壓的曲線圖。

圖4b是來自圖3的輸出電壓合成器的經合成輸出電壓與來自圖1的dc/dc轉換器的輸出電壓的曲線圖。

圖5是輸出電壓合成器的另一實例的示意圖。

圖6是其中包含有輸出電壓合成器的dc/dc轉換器的框圖。

圖7是描述用于操作dc/dc轉換器的方法的流程圖。

具體實施方式

圖1是dc/dc轉換器100的示意圖。轉換器100包含稱為晶體管q1的高側開關及稱為晶體管q2的低側開關。在圖1的實例中，晶體管q1是p溝道晶體管且晶體管q2是n溝道晶體管。晶體管q1的源極耦合到輸入102。在轉換器100的操作期間，輸入102在輸入電壓vin下操作，輸入電壓vin是待由轉換器100轉換為另一dc電壓的dc電壓。晶體管q1的漏極耦合到節點n1。晶體管q2的漏極耦合到節點n1且晶體管q2的源極耦合到接地節點。所述接地節點可在接地電位或者不同于或低于輸入電壓vin的電位下操作。

電感器l1的第一端子耦合到節點n1。電感器l1的第二端子耦合到電容器cout。電感器l1與電容器cout的結是輸出104或轉換器100的在輸出電壓vout下操作的輸出節點。電壓vout是由轉換器100產生的dc電壓。

晶體管q1及q2的柵極耦合到柵極控制器110，柵極控制器110產生用以將晶體管q1及q2關斷及接通的柵極電壓。因此，柵極控制器110充當用以控制晶體管q1及q2的開關功能的開關控制器。轉換器100在輸入102處接收輸入電壓vin。柵極控制器110將晶體管q1及q2關斷及接通，使得一個晶體管接通同時另一晶體管關斷。關斷與接通周期控制流動穿過電感器l1的電流il。所述電流il產生跨越電容器cout的電壓，所述電壓是轉換器100的輸出電壓vout。在非連續操作模式中，晶體管q1及晶體管q2兩者同時關斷達一周期。

圖2是展示穿過電感器l1的電流il隨時間而變的曲線圖。電流il的波形200響應于晶體管q1及q2的開關而是基本上三角形的。當晶體管q1接通時，晶體管q2關斷，且當晶體管q1關斷時，晶體管q2接通，如由三角形波形202所展示。在三角形波形之間的周期(標示為tno)期間，晶體管q1及q2兩者均關斷。柵極控制器110確定晶體管q1及q2的接通及關斷時間以獲得正確輸出電壓vout。在稱為接通時間ton的周期期間，晶體管q1接通且晶體管q2關斷，因此電感器電流il增加。在稱為關斷時間toff的周期期間，晶體管q1關斷且晶體管q2接通，因此電流il減小。如由圖2的波形200展示的轉換器100的操作處于非連續模式(dcm)中，這是因為存在晶體管q1及晶體管q2兩者均不接通的周期tno。波形200的周期稱為dcm操作周期，且倒數是dcm操作頻率。

當非常輕負載耦合到輸出104時，轉換器100的dcm操作維持轉換器100的效率。在dcm中，電感器l1中的電流il不應反流，這是因為所述反流使轉換器100的效率降級。在較高負載下，電阻性損耗是轉換器100中的效率損耗的主要貢獻因素。在輕負載下，在使用dcm的情況下，開關及電流反流是效率損耗的主要貢獻因素。dcm中的電流反流對效率降級具有雙重影響。首先，電流反流因將電容器cout放電而使效率降級，且其次，其增加晶體管q1及q2的開關頻率，這貢獻于開關損耗。舉例來說，轉換器100可能在dcm期間使用脈沖頻率調制(pfm)，因此如果電感器電流il反流，那么晶體管q1及q2的開關頻率將增加。因此，需要在電感器電流il達到零時將晶體管q2切斷以最大化在dcm操作期間的輕負載效率。

許多常規技術已經采用來防止電感器電流il反流。一些技術包含二極管，所述二極管用以在電感器l1的“斷電階段”期間在電感器電流il原本會反流時使電感器電流il換向。電感器電流il的反流由于二極管的整流特性而不會發生。當負載電流(其為輸出電流)減小到電感器電流il將反流的點時，二極管變為高阻抗，且轉換器100進入其中轉換器100的操作頻率與負載電流的進一步減小成比例地線性減小的dcm或“脈沖跳躍模式”。關于整流二極管的問題中的一者是其在正向電流流動穿過所述二極管時引起實質損耗。

在其它實施方案中，通過檢測電感器電流的反流且關斷晶體管q2而減小所述反流。此類轉換器具有檢測電感器電流il的反流且接著關斷晶體管q2的快速過零比較器(未展示)。過零比較器的技術在高頻率轉換器下由于在檢測電流反流時的比較器延遲而不能充分地起作用。更具體來說，所述比較器在檢測電流反流時不夠快，這會導致實質損耗及低效。在較高電流轉換器及較高操作頻率轉換器的工業趨勢下，進入dcm由于此電流反流問題而陷入瓶頸。

本文中所描述的電路及方法預測而非檢測電感器電流il。更具體來說，所述電路及方法對來自接通/關斷定時器的輸出電壓進行合成以通過依賴于電感器的伏秒(volt*second)平衡而預測零電感器電流il。如應用于轉換器100，接通時間ton與輸入電壓vin和輸出電壓vout之間的差的倒數成比例。關斷時間toff與輸出電壓vout的倒數成比例。本文中所描述的合成器對轉換器100進行合成且估計零電感器電流il以控制晶體管q1及q2的狀態。接通時間ton針對給定vin、vout是固定的，且關斷時間toff是可控制的以針對給定vin及vout在閉合環路中產生所需關斷時間toff。在接通時間ton期間，合成器以與輸入電壓vin和輸出電壓vout之間的差成比例的電流將電容器充電。在關斷時間toff期間，合成器以與輸出電壓vout成比例的電流將同一電容器放電。

接通時間ton及關斷時間toff用于對輸出電壓vout進行合成。將經合成輸出電壓vsyn與由轉換器100產生的實際輸出電壓vout進行比較，且在控制環路中通過調整控制晶體管q2的關斷時間toff的關斷時間toff而使兩個電壓vsyn與vout之間的差抵消或均衡。類似方法可應用于其它轉換器拓撲，例如升壓轉換器、恒定接通時間轉換器及恒定關斷時間轉換器。

圖3是采用上文所描述的電壓轉換技術的輸出電壓合成器300的實例的示意圖。合成器300包含分別為圖1的晶體管q1及q2的相同或基本上類似大小的復制品的晶體管q3及晶體管q4。晶體管q3及q4用作開關且可由其它開關組件替代。晶體管q3的源極耦合于輸入302與節點n3之間。輸入302耦合到節點或類似物，所述節點或類似物耦合到圖1的輸入電壓vin。因此，晶體管q3的源極處于vin電壓電位。晶體管q4的漏極耦合到節點n3且晶體管q4的源極耦合到接地。所述接地是不同于輸入電壓vin的操作電位的電位且可為與晶體管q2的源極耦合到的電位相同的電位。

電阻器rsyn耦合于節點n3與節點n4之間。電阻器rsyn對通過圖1的轉換器100汲取的電流進行合成，如下文所描述。電容器csyn耦合于節點n4與接地之間。節點n4處的電壓電位是經合成輸出電壓vsyn。積分跨導級310具有耦合到節點n4的第一輸入及耦合到轉換器100的輸出104的第二輸入。因此，所述第二輸入處于轉換器100的輸出電壓vout的電位。跨導級310的輸出耦合到開關sw1，其中開關sw1在圖2的tno周期期間斷開。跨導級310的輸出在本文中描述為電壓；然而，跨導級310可產生除電壓之外的信號。開關sw1的另一側耦合到節點n5。電容器c2及toff控制器312兩者耦合到節點n5。處理器314耦合到晶體管q3及q4的柵極且控制開關sw1的狀態。

rsyn的值經選擇使得穿過電阻器rsyn的電流具有與圖1的電感器電流il相同的形式。電阻器rsyn及電容器csyn形成用于在節點n3處產生的輸入波形的低通濾波器。rsyn與csyn的低通濾波器的時間常數的選擇提供伏秒平衡調節環路的速度與準確性之間的折衷。如果所述時間常數較小，那么調節環路較快速地穩定但將具有較多不準確性。如果所述時間常數較大，那么調節環路將花費較長時間來穩定但將具有較少不準確性。在一些實例中，所述時間常數經選擇為晶體管q3及q4的開關頻率的1/10以實現調節環路的準確性與穩定速度之間的平衡。

對圖1的電感器電流il進行合成的充電及放電電流成長為跨越電阻器rsyn的電壓。在此情形中，充電電流與輸入電壓vin和節點n4處的輸出電壓vsyn之間的差成比例。放電電流與節點n4處的經合成輸出電壓vsyn成比例。電壓vsyn通過電阻器rsyn與電容器csyn的低通濾波器被濾波，這復制降壓轉換器(例如圖1的轉換器100)的輸出。通過跨導級310將經合成輸出電壓vsyn與轉換器100的實際輸出電壓vout進行比較。開關sw1閉合以將電容器c2充電到由跨導級310輸出的電壓且斷開以保持用于輸入到toff控制器312的電壓。

toff控制器312產生控制轉換器100及合成器300兩者中的關斷時間toff的信號。舉例來說，由toff控制器312產生的信號由處理器314及柵極控制器110處理以設定關斷時間toff。如圖3中可見，由toff控制器312產生的信號閉合合成器300中的反饋環路。總之，接通時間ton始終由處理器314控制。關斷時間toff在dcm中由toff控制器312調節及控制且在ccm中由處理器314控制。在ccm中，轉換器100具有高得多的損耗(例如功率級損耗)，因此實際關斷時間toff小于理論關斷時間toff。因此，處理器314在ccm中對toff控制器312進行重寫。

圖4a及4b是由圖3的合成器300產生的經合成輸出電壓vsyn及由圖1的轉換器100產生的輸出電壓vout的實例的曲線圖。如果圖2的關斷時間toff太長，那么經合成輸出電壓vsyn將低于實際輸出電壓vout，如圖4a中所展示。由跨導級310產生的校正電壓變低以減少關斷時間toff。如果關斷時間toff太短，那么經合成輸出電壓vsyn將高于實際輸出電壓vout，如圖4b中所展示。跨導級310的輸出增加以增加關斷時間toff。在穩定狀態中，關斷時間toff將安穩下來達到所需關斷時間toff。

合成器300將額外極點放置于轉換器100的控制環路中。所述控制環路包含跨導級310及柵極控制器110。合成器300實施起來較簡單，因此所述極點可在合成器300的操作期間在周圍工作或被避免。由于電阻器rsyn是以dcm操作頻率有效地開關，因此所引入的極點與所述操作頻率直接成比例地變化。其類似于開關式電阻器濾波器。因此，與跨導級310的跨導及電容器c2相關聯的補償極點還需要在頻率上與dcm操作頻率成比例地變化。

圖5是克服上文所描述極點問題的輸出電壓合成器500的另一實例。合成器500與圖3的合成器300相同或類似，惟添加了開關sw2及電容器c2的位置除外。在圖5的實例中，開關sw1及sw2的狀態由處理器314控制。上文所描述問題通過在經合成輸出電壓vsyn的產生時間期間使跨導級310到電容器c2中的輸出換向而得以克服。電壓vsyn在此時間期間由電容器c2保持。因此，非主導極點及其補償主導極點彼此跟蹤，從而確保跨寬dcm操作頻率范圍的恒定相位裕量。

圖6是包含電壓合成器602的dc/dc轉換器600的框圖。轉換器600基本上類似于圖1的轉換器100，另添加了合成器602。電壓合成器602可為上文所描述的合成器中的任一者。柵極控制器610主要以與圖1的柵極控制器110控制晶體管q1及q2的接通時間及關斷時間相同的方式控制兩個晶體管q5及q6的接通時間及關斷時間。晶體管q5及q6的接通時間及關斷時間確定穿過電感器l2及輸出電容器cout的電流il。

輸入電壓vin及輸出電壓vout耦合到合成器602，如圖3、5及6中所展示。電壓vin及vout輸入到合成器602以產生toff信號，toff信號輸出到柵極控制器610以控制接通時間ton及/或關斷時間toff。合成器602防止或減小電流il反流穿過電感器l2的可能性，這改進轉換器600的效率。在一些實例中，合成器602及柵極控制器610是單個處理器。

圖7是描述用于操作基于本文中所描述的合成器的dc/dc轉換器的方法的流程圖700。在步驟702中，通過產生穿過電阻器及電容器的電流而對穿過電感器的電流進行合成。在步驟704中，將跨越電容器的電壓與轉換器的輸出電壓進行比較。在步驟706中，響應于經合成電壓與輸出電壓的比較而設定其中傳導電流穿過電感器的周期。

雖然本文中已詳細描述了輸出電壓合成器及用于對輸出電壓進行合成的方法的一些實例，但應理解，可另外以各種方式體現及采用發明性概念，且所附權利要求書打算被視為包含此類變化形式(惟受現有技術限制除外)。