發明所屬領域

本專利公開了電源變換領域里的一項發明，更具體地說是一類能夠允許電能雙向流動的隔離型電源變換器的電路結構和操作方法。該雙向電源變換器在電源的初級和次級各使用單級開關電路即能夠完成雙向電源變換所需要的全部功能，實現高效率、低成本的交流-交流和交流-直流之間的雙向電源變換，而且能夠同時對交流端完成功率因數調整的功能。

相關領域的描述

隨著日益迫切的環境保護的需求人們越來越廣泛地要求在各個領域使用綠色能源。各種再生能源的應用和多種能源之間的聯網成為亟需發展的領域，在發展這些技術的同時發電設備、用電設備和電能轉換裝置的工作效率、零件和材料消耗以及設備的成本等也成為日益關注的課題。本專利申請既是在這樣的前提下提出了一種在交流和直流接口的多種組合情況下能夠靈活地允許電能進行雙向流動的電源變換器，而且在電源的初級和次級只需要使用所公開的單級電路結構即能夠完成電源轉換所需要的所有功能，為市場提供了一種高效率、低成本、小體積的電源轉換解決方案。

在多能源互聯網的應用中交流-直流之間的雙向電源轉換是比較常見的情況，而且在多數情況下為了滿足安全性的要求需要在被轉換的電源之間提供絕緣隔離，圖1描述了這樣一種典型的雙向交流-直流電源變換器。如圖所示，電路右邊是直流側，使用傳統的全橋電路，當能量從右向左流動時，電路進行全橋開關操作，把直流能量轉換為高頻交流信號通過變壓器傳輸到左側，當能量需要從左向右流動時，該全橋電路工作在同步整流狀態，把變壓器傳輸過來的高頻交流信號整流為直流輸出。在左邊的交流側電路包含由LA、LB、Q1A、Q1B、Q2A和Q2B所組成的PFC電路和Q3A、Q3B、Q3C和Q3D所組成的全橋電路。在工作過程中變壓器TF1兩邊的兩個全橋電路通過變壓器的耦合提供雙向的直流電源轉換，而由LA、LB、Q1A、Q1B、Q2A和Q2B所組成的PFC電路在能量從交流端流向直流端時提供升壓式的PFC功能，把交流輸入轉換成高于交流峰值的直流電壓向雙向直流電源轉電路供電，而當能量從直流端向交流端流動時，PFC電路的功能轉變為降壓式的直流到交流變換器，把雙向直流電源轉換電路所輸送過來的直流能量轉換成交流能量，向交流端輸出和端電壓同頻同相的正弦電流。很顯然這一傳統電路所使用的電子開關器件數量比較多，而且還需要使用電感，電源的變換經過三級開關電路的操作完成，所以操作過程中的導通損耗和開關損耗會比較大，系統成本也比較高。

本發明的總結

本發明所公開的交直流雙向電源變換器通過一類新型的電路拓撲和新型的開關操作控制方法，能夠使用比較簡單的電路結構和交流端直接連接，通過軟開關操作實現雙向交流-直流變換或雙向交流-交流變換功能，而且在實現變換的同時完成交流側的功率因數調節功能，為多能源互聯網提供了一種結構簡單、高效率、低成本的解決方案。

附圖說明

圖1 描述了一種傳統的隔離式雙向交流-直流電源變換器電路。

圖2 描述了本發明所公開的一種雙向交流-直流電源變換器的原理電路和操作波形。

圖3 描述了圖2所公開的雙向交流-直流電源變換器的另一種操作方法和操作波形。

圖4 描述了本發明所公開的另一種雙向交流-直流電源變換器的原理電路和操作波形。

圖5 描述了圖4所公開的雙向交流-直流電源變換器的另一種操作方法和操作波形。

圖6 描述了使用模塊式雙向交流-直流電源變換器組成多路串并聯電源結構的系統組成方法。

圖7 描述了本發明所公開的一種雙向交流-交流電源變換器的原理電路和操作波形。

圖8 描述了本發明所公開的另一種雙向交流-交流電源變換器的原理電路和操作波形。

圖9 描述了使用模塊式雙向交流-交流電源變換器組成多路串并聯電源結構的系統組成方法。

發明的詳細描述

圖2(A)描述了本案所公開的雙向交流-直流電源變換器的一個電路例子，在單相輸入的情況下使用單級變換電路直接實現功率因數調節和隔離型直流電壓變換的電路結構。如圖中所示，變換器電路的左半邊為交流側，有兩條開關橋臂，每條橋臂分別由兩個N型MOSFET電子開關管Q1、Q2和Q3、Q4串聯組成，上管的源極和下管的漏極相連接形成開關節點；變壓器TF1的初級繞組510和諧振電容C3串聯后跨接在兩個開關節點之間；交流電源的兩個端口AC1、AC2不通過整流橋直接連接到兩個橋臂的上管Q1和Q3的漏極，交流濾波電容C1接在AC1和AC2之間，兩個橋臂的下管Q2和Q4的源極則直接連接在一起；變換器電路的右半邊為直流側，變壓器TF1的次級繞組520經過和電容C4串聯后和一個全橋電路連接，全橋電路由Q5，Q6，Q7，Q8組成，Q5和Q6以及Q7和Q8形成兩條橋臂，次級繞組520和電容C4所形成的串聯回路接在兩條橋臂中間的開關節點之間，兩條橋臂的上端，也即Q5和Q7的漏極連接在一起作為全橋電路的正電壓端，兩條橋臂的下端，也即Q6和Q8的源極連接在一起作為全橋電路的負電壓端，直流濾波電容C2接在全橋電路的正電壓端和負電壓端之間做直流濾波。

圖2(B)和圖2(C)概念性地描述了在能量從交流端向直流端傳輸時的兩種不同的電路開關操作波形，其中VG1、VG2、VG3、VG4分別為其所對應的交流側的電子開關管的門極控制信號波形。在圖2(B)所描述的操作波形中兩個上管Q1和Q3同時導通，兩個下管Q2和Q4也同時導通而且和Q1、Q3的開關操作成互補狀態，也即當Q1和Q3導通時Q2和Q4截止，當Q1和Q3截止時Q2和Q4導通。在實際操作中上管和下管交換開關狀態時插入一個死區時間以防止由開關管關斷延遲時間而引起的瞬時短路現象。死區時間的設定原則是在上一個半周導通開關的門控信號由高變低時，下一個半周要導通的開關的門控信號在延遲了一個死區時間后才由低變高。此概念為本領域中的專業人士所熟知，所以在圖2(B)的操作波形中死區時間沒有表示出來，以使得操作原理波形更清晰易懂。

圖2(B)所描述的電路的開關操作頻率范圍通常為幾十千赫到幾百千赫，遠高于輸入交流的工頻頻率，故爾從AC1和AC2兩端輸入的工頻交流電壓對于電路的開關操作而言相當于幅值和極性在緩慢變化的直流信號。當上管Q1和Q3導通時變壓器TF1的初級繞組510受到和AC1、AC2輸入的電壓極性相應的激勵。當Q1、Q3關斷而Q2、Q4導通時，電容C3通過Q2、Q4對初級繞組510進行放電，使初級繞組510受到反方向的激勵，整個周期的過程和半橋電路的操作相似。因為從AC1和AC2兩端輸入的電壓在每半周期內對電路的開關操作而言相當于幅值緩變的直流，C3兩端的電壓能夠始終跟隨輸入電壓的變化而且平均值保持在輸入電壓幅值的一半左右，使得變壓器TF1的初級繞組510得到和電路開關操作頻率一致的對稱交流激勵。當輸入工頻電壓的極性轉換到另一個半周時，C3兩端的電壓極性也會通過電路的開關操作隨著輸入電壓的極性轉換，電路的半橋操作的極性也隨之轉換。這樣只要按照圖2(B)所示的波形來控制電路的操作，電路就會維持在半橋操作狀態，而且變壓器TF1的初級繞組的激勵電壓和C3兩端的電壓極性會隨著工頻交流輸入的極性而自動改變。當輸入電壓的AC1端口為正時，C3兩端的電壓為左正右負；當輸入電壓的AC2端口為正時，C3兩端的電壓為左負右正。變壓器的初級繞組的激勵電壓和四個電子開關的操作相對應的極性也隨著自動改變，這樣在不使用整流橋的情況下，直接把工頻交流輸入轉換成對稱的高頻激勵信號來驅動變壓器TF1的初級繞組。

在圖2(B)所示的操作波形中Q1、Q3和Q2、Q4都工作在接近開關周期的50％的最大占空比狀態，通過改變電路的工作頻率來調節輸出電壓。在工作過程中變壓器初級繞組和C3形成一個串聯諧振回路，其諧振頻率主要由初級繞組510的電感參數、C3的電容量和次級負載通過變壓器反射到初級的等效阻抗來決定。電路的工作頻率一般在高于該諧振頻率的區間變化，這樣使得諧振回路的阻抗始終處于電感性狀態，從而維持穩定的軟開關操作。該操作原理為本領域中的專業人士所熟知，所以在此不再詳述。在操作過程中當工作頻率由高向低越接近回路的諧振頻率時，電路的電壓增益就越高；反之當工作頻率增高而離諧振頻率越遠時，電路的電壓增益就越低。所以當需要增加輸出電壓和電流時電路的工作頻率就向低端移動，而當需要減小輸出電壓和電流時電路的工作頻率就向高端移動。利用這一頻率增益特性顯著優點是能夠在保持最大占空比的情況下使得輸出電壓和電流的幅值隨著操作頻率變化，在輸入電壓的幅值變化的情況下通過調節電路的操作頻率來使得輸入電流Iac的包絡線跟隨輸入電壓的正弦波形同步變化，在調節輸出電壓的同時實現功率因數調整(PFC)的功能。

上述頻率增益調節特性的優點在輸入電壓接近過零區間時尤其顯著，由于輸出電容C2上所存在的直流電壓，當輸入電壓接近過零區間的時候，變壓器次級繞組520的輸出電壓可能低于C2的電壓而無法產生有效的輸出電流，造成在輸入電壓過零區附近輸入電流不能夠準確地跟隨輸入電壓的波形。在這種情況下利用頻率增益調節特性能夠通過頻率調節提高電壓增益，把變壓器次級繞組的電壓幅值提升到直流輸出電壓的水平而保持輸出電流流通，從而使得輸入電流Iac的包絡線在寬范圍內能夠跟隨輸入電壓的正弦波形同步變化，把輸入電流在輸入電壓過零區間附近無法準確跟隨輸入電壓波形的范圍壓縮到很小，能夠使功率因數在正常工作情況下達到不低于0.96的水平。這是在本發明中使用諧振式半橋電路而不使用脈寬調制式半橋電路的主要原因，另一個原因是電子開關在諧振式半橋電路的操作中能夠在全工作范圍內實現軟開關操作，其原理為眾所周知，所以不再贅述。

在實際應用中當輸入電壓非常接近零的時候，通過頻率增益調節特性所能夠達到的最大電壓增益可能仍然無法把變壓器次級繞組的電壓幅值提升到直流輸出電壓的水平而保持輸出電流流通，使得在輸入電壓非常接近零時輸入電流仍然無法準確跟隨輸入電壓波形，功率因數無法達到0.99的水平，針對這種情況本發明對直流側的全橋電路操作進一步采用了獨特的控制方法，使得在輸入電壓非常接近零時輸入電流仍然能夠準確地跟隨輸入電壓波形，從而使功率因數達到不低于0.99的水平，其操作方法詳述如下。

直流側全橋電路的操作控制波形如圖2(B)中的VG5，VG6，VG7，VG8所描述。從圖中可見，全橋電路的操作控制波形交流測的開關操作是同步的，大部分時間是在進行同步整流的操作，只有在交流輸入電壓過零點時通過脈寬調節轉換為升壓操作。如圖2(B)所示，在輸入交流電壓的正半周，也即AC1為正極性的半周區間，Q1和Q3導通時，變壓器次級繞組520的輸出電壓為上正下負，這時Q5和Q8導通，次級繞組的輸出通過Q5和Q8向輸出端提供電流；而當Q2和Q4導通時，變壓器次級繞組520的輸出電壓為下正上負，這時Q6和Q7導通，次級繞組的輸出通過Q6和Q7向輸出端提供電流.反過來在輸入交流電壓的負半周，也即AC2為正極性的半周區間，Q1和Q3導通時，變壓器次級繞組520的輸出電壓為下正上負，這時Q6和Q7導通，次級繞組的輸出通過Q6和Q7向輸出端提供電流；而當Q2和Q4導通時，變壓器次級繞組520的輸出電壓為上正下負，這時Q5和Q8導通，次級繞組的輸出通過Q5和Q8向輸出端提供電流。

從圖2(B)所示波形也可以看出，在輸入電壓非常接近零時直流側橋式電路的操作通過脈寬調制轉變為升壓操作，這是由于第[0011]小節所描述的情形，在輸入電壓非常接近零時通過頻率增益調節特性所能夠達到的最大電壓增益仍然無法把變壓器次級繞組的電壓幅值提升到直流輸出電壓的水平而保持輸出電流流通，使得在輸入電壓非常接近零時輸入電流仍然無法準確跟隨輸入電壓波形，所以本發明在這種情況下把橋式電路的同步整流操作通過脈寬調制轉變為升壓操作來提高電壓增益以進一步保證輸入電流仍然繼續準確地跟隨輸入電壓的波形變化，使得交流端的功率因數能夠達到不低于0.99的水平。如圖2(B)所示，在t1到t9區間由于輸入電壓非常接近零，Q5、Q6和Q7、Q8的操作波形通過脈寬的變化來產生建立次級繞組520的漏電感電流的回路，從而使電路操作通過漏電感電流的充放過程轉變為升壓模式。在t1至t3區間Q1和Q3導通時，變壓器次級繞組520的輸出電壓為上正下負，但在升壓操作模式下經過脈寬的變化把Q5和Q6的開關狀態轉換時間延后，使Q6和Q8有一個短時間的同時導通過程，這樣就使得變壓器次級繞組520中通過漏電感和Q6、Q8的通路建立起一個由上端向外流出的電流，當由此電流反射到初級繞組的電流在t2時刻達到所需要的正弦波形值時，Q6關斷，Q5導通，這樣次級繞組520漏電感中所建立起來的電流就會自動地產生一個上正下負的電壓，和次級繞組中的感應電壓疊加起來通過輸出端、Q5和Q8維持電流的連續流動并把能量輸送到輸出端；在t3至t5區間Q2和Q4導通，變壓器次級繞組520的輸出電壓為下正上負，在升壓操作模式下Q6和Q8導通，變壓器次級繞組520中通過漏電感和Q6、Q8的通路建立起一個由下端向外流出的電流，當由此電流在t4時刻達到所需要的電流幅值時，Q8關斷，Q7導通，這樣次級繞組520漏電感中所建立起來的電流就會自動地產生一個下正上負的電壓，和次級繞組中的感應電壓疊加起來通過輸出端、Q7和Q6維持電流的連續流動并把能量輸送到輸出端。

上述操作原理也可以用其他不同的開關控制操作順序來實現，例如在t1至t2區間利用Q5和Q7同時導通來建立電感電流，在t2至t3區間轉換為Q5和Q8導通來提供次級繞組的續流通路，在t3至t4區間變為利用Q6和Q8同時導通來建立電感電流，在t4至t5區間轉換為Q6和Q7導通來提供次級繞組的續流通路，其工作原理和操作效果完全一樣，只是開關順序和操作控制波形有所不同，具體原理操作波形如圖2(C)所描述。從圖2(B)和(C)中可以看出，兩種操作方法所產生的控制波形都能夠保持同一橋臂的電子開關Q5和Q6以及Q7和Q8始終處于互補的開關狀態，也即一個導通，另一個截止，所以在開關狀態轉換時能夠利用變壓器繞組中的電感電流把將要導通的電子開關的源漏極之間的電壓推到零，電子開關在這一時刻導通，從而實現零電壓軟開關操作。圖2(B)和圖2(C)中也描述了在交流輸入負半周的操作波形。如圖中所示，交流輸入電壓在t5時刻過零，在t5至t9區間為小的負值，在這個時段的操作波形采用同樣的工作原理，通過脈寬調制進入升壓操作來實現電流的持續流通，保證交流輸入端的電流能夠連續地跟隨輸入電壓的正弦波形，只是次級繞組輸出電壓的極性和Q1、Q2、Q3、Q4的開關狀態的對應關系和正半周輸入時相反，工作原理完全相同，所以不再贅述。

交流測的電子開關Q1、Q2和Q3、Q4的操作也可以做進一步改進，改進后的操作波形如圖3(B)所示。和圖2(B)相比較，圖3(B)中所示的操作波形在交流輸入的正半周，也即AC1為正極性的半周區間，Q1和Q2保持和圖2(B)相同的開關操作，而Q3和Q4則處于連續全導通狀態。從圖中的電壓波形不難看出在輸入正半周區間Q3和Q4的寄生二極管處于自然正偏置狀態，所以Q3和Q4的連續全導通狀態不影響電路的開關控制，而且又能夠大大地降低電路的開關損耗。另一方面由于Q1和Q2的寄生二極管在輸入正半周時處于自然反偏置狀態，Q1和Q2的互補開關控制又使它們始終不會同時導通，所以Q3和Q4的連續全導通狀態不會造成輸入電壓由于Q1和Q2的開關操作通過Q3、Q4形成短路的現象，當Q1導通時，變壓器的初級繞組510通過Q1和Q3得到下正上負的激勵，當Q2導通時，變壓器的初級繞組510通過Q2和Q4得到上正上負的激勵。同理，在交流輸入的負半周，也即AC2為正極性的半周區間，Q3和Q4保持和圖2(B)相同的開關操作，而Q1和Q2則處于連續全導通狀態，其原理和效果和輸入電壓正半周區間的情形一樣，故不再贅述。圖2(A)和圖3(A)中跨接在交流輸入端的電容C1主要用來吸收開關電路操作時所產生的高頻紋波，其電容量在工頻頻率下對功率因數的影響可以忽略不計。因為變壓器TF1在圖3(B)的操作波形控制下所得到的激勵和圖2(B)完全一樣，其次級繞組520所產生的輸出電壓也完全一樣，所以次級直流側由Q5、Q6和Q7、Q8所組成的全橋電路的操作控制也和圖2(B)和(C)完全一樣，其操作原理在[0012]至[0014]小節已有詳述，這里不再重復。同時也請注意，在圖2(B)和圖3(B)中t0和t10時刻也是交流輸入的過零點，直流側全橋電路的操作控制也需要采用[0013]和[0014]所描述的升壓操作方法，在本文中為了使波形圖示清晰易懂，升壓操作的控制波形在上述兩個過零點沒有進行描述，圖中只使用了在t5時刻附近的波形來顯示[0013]和[0014]所描述的升壓操作方法。

圖2(A)和圖3(A)所示電路除了能夠實現從交流側到直流側的電力轉換，同時也能夠實現從直流側到交流側的逆向電力轉換，而且在進行直流側到交流側的逆向電力轉換時所需要使用的操作控制波形和圖2和圖3中所描述的完全相同，所不同的只是在控制過程中所要控制的電流方向相反，例如在交流側到直流側的電力轉換過程中交流側的電流是流入交流端口，直流側的電流是流出直流端口，而在直流側到交流側的逆向電力轉換過程中交流側的電流是流出交流端口，直流側的電流是流入直流端口，在電路的操作控制過程中只要電流控制的方向按照需要設定，控制環路會自動調節電路的電壓增益來滿足電流控制的要求。

以圖2(B)和(C)中的操作波形為例，在交流端的正半周，也即AC1為正極性的半周區間，當Q5和Q8導通時，變壓器初級繞組510的電壓為下正上負，這時Q1和Q3導通，電流從初級繞組510的下端經過C3、Q1和Q3流向AC1端口；當Q6和Q7導通時，變壓器初級繞組510的電壓為上正下負，這時Q2和Q4導通，初級繞組的電壓通過Q2和Q4對C3向左正右負的方向充電；在下一個開關周期當Q5和Q8再次導通時，C3兩端的電壓和變壓器初級繞組510的電壓同極性疊加起來經過Q1推動流向AC1端口的電流。以此類推，在交流端的負半周，也即AC2為正極性的半周區間，當Q6和Q7導通時，變壓器初級繞組510的電壓為上正下負，這時Q1和Q3導通，電流從初級繞組510的上端經過Q3、Q1和C3流向AC2端口；當Q5和Q8導通時，變壓器初級繞組510的電壓為下正上負，這時Q2和Q4導通，初級繞組的電壓通過Q2和Q4對C3向右正左負的方向充電；在下一個開關周期當Q6和Q7再次導通時，C3兩端的電壓和變壓器初級繞組510的電壓同極性疊加起來經過Q3和Q1推動流向AC2端口的電流。在上述過程中電路根據電流控制的需要通過改變開關操作的頻率來調節電壓增益，使得輸出電流Iac的包絡線跟隨交流端口所需要的正弦波形同步變化，而且在操作過程中始終保持諧振式軟開關的工作特性，其工作原理在[0009]節已有詳述，所以不再重復。

在交流端口的正弦電壓波形接近過零點時，由于電壓幅值非常小，通過頻率增益調節特性所能夠達到的最小電壓增益可能無法把變壓器初級繞組的電壓幅值降低能夠使輸出到交流端口的電流準確跟隨所需要的正弦波形，在這種情況下電路操作仍然可以使用圖2和圖3中所描述的在t1至t9時段的操作波形通過脈寬調制來擴展電壓增益的調節范圍以滿足交流輸出電流準確跟隨所需要的正弦波形變化的要求。以t1和t2之間的波形為例，在這一區間直流側的電子開關Q5和Q7以及Q6和Q8處于同一開關狀態，在這種情況下變壓器次級繞組520的激勵電壓為零，使得繞組所接受的激勵電壓脈寬變窄，從而有效地降低了電壓增益來滿足交流輸出電流連續跟隨正弦波形控制的要求，使得交流側的功率因數接近于1。在這個意義上上述的操作波形和交流側到直流側的電力轉換過程中所起的作用正好相反，因為在交流側到直流側的電力轉換過程中在t1和t2區間次級繞組520由于從初級繞組耦合過來的電壓的存在，Q5和Q7或者Q6和Q8同時導通時次級繞組520形成短路，進而通過漏電感建立起感性電流來達到對直流輸出的升壓作用，通過電壓增益的提高來滿足交流輸入電流連續跟隨正弦波形控制的要求而同樣達到交流側的功率因數接近于1。上述操作在工作過程中通過控制電路能夠和[0017]所描述的諧振式軟開關操作平滑地連接起來，由于在整個工作過程中所有橋臂的上下兩個電子開關的狀態轉換始終為互補狀態，所以在整個過程中都能夠實現軟開關操作。

以上所公開的在交流側和直流側分別只使用單級變換電路來實現具有PFC功能和軟開關操作特性的雙向電源變換器也能夠使用圖4所描述的電路來實現。由圖可見，圖4(A)中的直流側電路和圖2、圖3中的完全一樣，但交流側的電路改為具有雙向阻斷能力的半橋電路。如圖所示，Q1和Q3以及Q2和Q4分別組成兩個背靠背的雙向電子開關然后連接成一條橋臂，電容C1和C3串聯后跨接在交流端口AC1、AC2之間，變壓器的初級繞組510的兩個端口則跨接在橋臂的中間節點和C1、C3的中間節點之間，繞組的電感參數和C1、C3的等效并聯電容形成串聯諧振電路。由于半橋的兩個電子開關具有雙向阻斷能力，C1和C3也使用無極性電容，所以這樣組成的電路在交流端口AC1和AC2的兩種極性的情況下都能工作。圖4(B)和圖4(C)描述了該電路的操作波形。和圖2(B)和圖2(C)相比較，可以看出圖4(B)和圖4(C)操作控制波形和圖2電路完全一樣，由Q1和Q3組成的電子開關以及Q2和Q4組成的電子開關交替導通對變壓器的初級繞組510產生對稱的高頻激勵，在交流端口AC1為正時，直流側Q5和Q8的導通和Q1、Q3的導通相對應，Q6和Q7的導通和Q2、Q4的導通相對應，而在交流端口AC2為正時，直流側Q6和Q7的導通和Q1、Q3的導通相對應，Q5和Q8的導通和Q2、Q4的導通相對應。同樣，在雙向電源變換過程中電路的操作在正常情況下使用諧振式軟開關操作，通過開關頻率的改變調節電壓增益來使得交流側電流波形能夠精確地跟隨所需要的正弦電壓波形；而在交流端口的正弦電壓波形接近過零點時，通過直流側電子開關Q5、Q6、Q7和Q8的脈寬調制來保證交流側電流波形仍然能夠精確地跟隨所需要的正弦電壓波形，其工作原理的電路操作波形和圖2電路完全一樣，在以上章節中已做了詳細描述，所以不再贅述。

同樣，圖4(A)所示的原理電路也可以采用圖3(B)和圖3(C)所描述的操作波形，圖5顯示了原理電路和相應的操作波形以便于對照分析。如圖5(B)和(C)的操作波形所示，在交流端口的正半周，也即AC1為正極性的半周區間，Q3和Q4處于連續全導通狀態，只有Q1和Q2做相互交替的諧振式軟開關操作；而在在交流端口的負半周，也即AC2為正極性的半周區間，Q1和Q2處于連續全導通狀態，只有Q3和Q4做相互交替的諧振式軟開關操作。在這樣的開關操作方法下對變壓器TF1所產生的激勵信號和圖4所示的操作方法所產生的完全相同，在實現具有PFC功能和軟開關操作特性的雙向電源變換功能的同時，減少了電路的開關狀態轉換次數，進一步降低了電路的開關損耗。

以上由圖2、圖3、圖4和圖5所描述的雙向電源變換器可以做成標準單元模塊，在大電流或者高電壓的應用中組成積木式結構，在大電流一側使用并聯結構，而在高電壓一側使用串聯結構來擴展系統的電流、電壓和功率容量，圖6描述了根據這一概念所組成的幾種典型的系統結構例子，圖6(A)所描述的是交流側串聯，直流側并聯的結構方式，圖6(B)所描述的是交流側并聯，直流側串聯的結構方式，圖6(C)所描述的是交流側串聯，直流側串聯的結構方式，圖6(D)所描述的是交流側并聯，直流側并聯的結構方式。圖6中所示均以兩個單元模塊為例，多個模塊的應用結構不難以此類推，所以這里不再贅述。

以上描述的雙向交直流電源變換器經過改進能夠進一步擴展到雙向交流-交流電源變換的領域，圖7(A)描述了一個這樣的電路結構。和圖2(A)相比較，圖7(A)中的電路把圖2(A)電路中右邊直流側的全橋電路換成了和左邊交流側一樣的交流變換電路，這樣就使得右側的兩個端口也能夠允許交流電流的雙向流動。圖7(B)和圖7(C)描述了電路的原理操作波形，由于電路執行的是雙向交流變換功能，左邊和右邊的變流電路都采用前文所描述的交流變換操作波形。在圖7(A)的電路中左右兩邊的電壓極性安排是左邊的AC11端口和右邊的AC21端口同相，左邊的AC12端口和右邊的AC22端口同相，按照這樣的相位關系在圖7(B)的操作波形中Q1、Q3的開關操作和Q5、Q7的開關操作同頻同相，Q2、Q4的開關操作和Q6、Q8的開關操作同頻同相。在交流能量從左向右流動的操作中，在正半周，也即AC11端為正時，當Q1和Q3導通，變壓器次級繞組520的感應電壓為上正下負，此時Q5和Q7也同時導通，向AC21端口輸出正電壓，當Q2和Q4導通時，變壓器次級繞組520的電壓為下正上負，這時Q6和Q8導通，次級繞組的電壓通過Q6和Q8對C4向左正右負的方向充電，在下一個開關周期當Q1、Q3和Q5、Q7再次導通時，C4兩端的電壓和變壓器次級繞組520的電壓同極性疊加起來經過Q5和Q7的導通向AC21端口輸出正電壓；反之，當AC12端為正時，上述的開關操作時序使電流流向右側的AC22端口，向AC22端口產生正電壓輸出。同理，在交流能量從右向左流動的操作中，上述的開關操作過程也同樣會使交流電流按照圖7(A)所設計的極性關系從AC21、AC22端口流向AC11、AC12端口，在操作過程中只須把電流的方向按照需要的控制方向設定即可。上述開關操作也同樣使用[0009]小節所描述的諧振式軟開關操作，通過開關頻率的改變調節電壓增益來使得電流波形能夠精確地跟隨所需要的正弦電壓波形。因為在交流-交流變換過程中輸入端和輸出端的電壓、電流按照正弦波形同步變化，所以操作過程中電壓變換增益變化的范圍不需要太寬，在交流正弦波形過零點附近不需要引入[0013]和[0018]小節所描述的脈寬調制方法，整個波形范圍只需要使用最大占空比的諧振式軟開關操作即能夠保證電流波形精確地跟隨所需要的正弦電壓波形。

同樣，圖7(A)所示的原理電路也可以使用圖7(C)所描述的控制波形進行操作，和圖7(B)的操作波形相比較，在交流端口的正半周，也即AC11和AC21為正極性的半周區間，Q3、Q4和Q7、Q8處于連續全導通狀態，只有Q1、Q2和Q5、Q6做相互交替的諧振式軟開關操作；而在在交流端口的負半周，也即AC12和AC22為正極性的半周區間，Q1、Q2和Q5、Q6處于連續全導通狀態，只有Q3、Q4和Q7、Q8做相互交替的諧振式軟開關操作，在這樣的開關操作方法下變壓器TF1所接受的激勵信號和圖7(B)所示的操作波形所產生的效果完全相同，但在實現具有PFC功能和軟開關操作特性的雙向電源變換功能的同時，減少了電路的開關狀態轉換次數，進一步降低了電路的開關損耗。

圖8描述了另一種雙向交流-交流電源變換器的原理電路和操作方法。由圖8(A)可見，電路左右兩邊的交流變換器都采用了圖3(A)中左側的雙向半橋式變換電路，電路中左右兩側端口的電壓極性關系也和圖7所設定的一樣，AC11端和AC21端為同極性，AC12端和AC22端為同極性，該電路的操作原理和相應的操作波形和圖7電路完全相同，具體操作波形如圖8(B)和圖8(C)所示，電路操作過程以及轉換功能和[0022]、[0023]所描述的相同，所以不再贅述。

圖7和圖8所描述的雙向交流電源變換器也可以做成標準單元模塊，在大電流或者高電壓的應用中組成積木式結構，使用串并聯結構來擴展系統的電流、電壓和功率容量。圖9描述了根據這一概念所組成的幾種典型的系統結構例子，圖9(A)和(B)所描述的是一側串聯，另一側并聯的結構方式，圖9(C)所描述的是兩側都采用串聯接線的結構方式，圖9(D)所描述的是兩側都采用并聯接線的結構方式。圖9中所示均以兩個單元模塊為例，多個模塊的應用結構不難以此類推，所以這里不再贅述。在上述系統中由于提供絕緣隔離的變壓器工作在高頻激勵狀態，其體積和重量只有傳統的工頻變壓器的幾十分之一，在設計、制造和散熱等方面都具有極大的優勢，能夠成為現代能源網絡系統中不可缺少的關鍵核心部件。

以上的描述和相關圖示僅作為概念性例子來闡述本文所公開的發明原理。在實際應用中遵循同樣的原理而采用其他不同的電路形式同樣可以實現本發明所描述的功能和效果。因此本發明的應用在不違背其基本概念的情況下并不限于本文所描述的實現方法。為了敘述方便，本文中的電子開關采用N型MOSFET進行描述，在不違背本文所描述的原理的情況下使用其它類型的電子開關器件如IGBT、SIC(碳化硅)或GAN(氮化鎵)等也能夠實現本文所描述的電路功能，所以在實施過程中所采用的元器件也不限于本文所描述的類型。當所使用的電子開關是單向阻斷器件而且沒有內含反并聯二極管時，在使用中需要外接反并聯二極管為電感性電流提供瞬時續流通路。