一種單相AC-DC/DC-AC雙用電路及三相AC-DC/DC-AC雙用電路技術領域本實用新型涉及整流器和逆變器領域，特別是涉及一種單相AC-DC/DC-AC雙用電路及三相AC-DC/DC-AC雙用電路。

背景技術：
轉換效率和功率密度的提升是電力電子技術的重要挑戰。提升轉換效率可以降低損耗，減少熱管理的難度，最終可以實現較高的功率密度。為了提升轉換效率，必須在電力電氣器件、拓撲和控制方面不斷突破。傳統的AC-DC技術方案，采用傳統的帶整流橋的PFC變換器和隔離的DC-DC變換器。整流橋的損耗非常大，特別是在低壓滿載時；因為整流橋的損耗，整個變換器的效率明顯下降，并且整流橋的溫升和熱應力是一個重要的設計挑戰。隔離式DC-DC變換器，主要是將PFC的輸出調節為其它穩定的DC輸出，但是需要采用隔離變壓器。如此，傳統的AC-DC技術方案主要缺點是效率偏低，特別是輸入整流橋的損耗，在低電壓輸入、滿載輸出時，占總體損耗很大，溫升和熱應力成為一個主要挑戰。另外，該方案只能作為AC-DC整流器，而不能用作DC-AC逆變器。

技術實現要素：
本實用新型目的在于提供一種單相或三相AC-DC/DC-AC雙用電路，旨在解決傳統的AC-DC技術方案效率偏低、總體損耗大，且不能作為DC-AC逆變器的問題。本實用新型提供了一種單相AC-DC/DC-AC雙用電路，包括依次串聯連接的PFC變換器模塊、中間級保護模塊、非隔離升壓/降壓模塊以及輸入輸出保護模塊；所述PFC變換器模塊包括至少一個第一橋臂、一個第二橋臂、一個濾波電容及至少一個儲能電感；所述第一橋臂、第二橋臂以及濾波電容并聯連接；所述第一橋臂包括兩個同向串聯的主開關管，所述第二橋臂包括兩個同向串聯的整流管；所述儲能電感一端與兩個所述主開關管的串聯節點連接，另一端作為第一交流端口，兩個所述整流管的串聯節點作為第二交流端口；所述非隔離升壓/降壓模塊包括降壓Buck電路和/或升壓Boost電路；所述輸入輸出保護模塊的兩個外接端口分別作為兩個直流端口；其中，所述非隔離升壓/降壓模塊中的續流器件以及所述PFC變換器模塊的主開關管為寬禁帶功率開關。優選地，所述寬禁帶功率開關為GaNTransistor或SiCMOSFET。優選地，所述PFC變換器模塊工作在CCM模式、DCM模式和BCM模式中的其中一種或多種模式下。優選地，作為AC-DC電路時，所述雙用電路還包括雷擊保護模塊，其包括第一功率二極管和第二功率二極管，所述第一功率二極管的陽極與所述第二功率二極管的陰極接所述儲能電感一端，所述第一功率二極管的陰極接所述第一橋臂的一端，所述第二功率二極管的陽極接所述第一橋臂的另一端。優選地，所述PFC變換器模塊包括兩個所述第一橋臂以及兩個儲能電感，兩個所述第一橋臂并聯，兩個所述儲能電感一端分別與兩個所述第一橋臂中的主開關管串聯節點連接，兩個所述儲能電感另一端并接作為所述第一交流端口。優選地，所述中間級保護模塊包括至少一個可控開關，所述可控開關連接在所述PFC變換器模塊和所述非隔離升壓/降壓模塊之間；所述輸入輸出保護模塊包括至少一個開關元件，所述開關元件連接在所述非隔離升壓/降壓模塊和正極直流端口之間。優選地，作為DC-AC電路時，所述雙用電路還包括輸出電容，所述輸出電容連接在所述第一交流端口和第二交流端口之間。本實用新型還提供了一種三相AC-DC/DC-AC雙用電路，包括依次串聯連接的PFC變換器模塊、中間級保護模塊、非隔離升壓/降壓模塊以及輸入輸出保護模塊；所述PFC變換器模塊包括三個第一橋臂、三個儲能電感及濾波電容；所述第一橋臂和所述濾波電容并聯連接；每個所述第一橋臂包括兩個同向串聯的主開關管，每個所述儲能電感一端與兩個所述主開關管的串聯節點連接，另一端作為交流端口；所述非隔離升壓/降壓模塊包括降壓Buck電路和/或升壓Boost電路；所述輸入輸出保護模塊的兩個外接端口分別作為兩個直流端口；其中，所述非隔離升壓/降壓模塊中的續流器件以及所述PFC變換器模塊的主開關管為寬禁帶功率開關。優選地，所述寬禁帶功率開關為GaNTransistor或SiCMOSFET；所述PFC變換器模塊工作在CCM模式、DCM模式和BCM模式中的其中一種或多種模式下。優選地，作為AC-DC電路時，所述雙用電路還包括三個雷擊保護模塊，每個所述雷擊保護模塊包括第一功率二極管和第二功率二極管，所述第一功率二極管的陽極與所述第二功率二極管的陰極接相應的所述儲能電感一端，所述第一功率二極管的陰極接相應的所述第一橋臂的一端，所述第二功率二極管的陽極接所述第一橋臂的另一端。本實用新型的主要優點是元器件數量少、成本低、轉換效率高、功率密度高；特別是對于輸出電壓調節范圍寬且輸入輸出不需要電氣隔離的應用，比如家用微電網對大容量儲能電池充電、大功率LED電源對LED串驅動照明等，上述優點更為明顯。同時，因為寬禁帶功率開關取代傳統橋式整流以及非隔離式DC-DC變換，AC-DC整流器可以實現DC-AC逆變器；如果AC和電網連接，輸出和高壓大容量電池組連接；在AC-DC整流器模式下，電網可對負載提供直流電；在DC-AC逆變器模式下，可對電網饋電，最終實現能量的雙向流動，起到削峰填谷的作用。附圖說明圖1為本實用新型實施例一中單相AC-DC電路的拓撲結構圖；圖2為本實用新型實施例二中單相DC-AC電路的拓撲結構圖；圖3為本實用新型實施例三中單相AC-DC電路的拓撲結構圖；圖4為本實用新型實施例四中單相AC-DC電路的拓撲結構圖；圖5為本實用新型實施例五中單相AC-DC電路的拓撲結構圖；圖6為本實用新型實施例六中單相AC-DC電路的拓撲結構圖；圖7為本實用新型實施例七中三相AC-DC電路的拓撲結構圖。具體實施方式為了使本實用新型要解決的技術問題、技術方案及有益效果更加清楚明白，以下結合附圖及實施例，對本實用新型進行進一步詳細說明。應當理解，此處所描述的具體實施例僅僅用以解釋本實用新型，并不用于限定本實用新型。實施例一：請參閱圖1，本實用新型較佳實施例中單相AC-DC/DC-AC雙用電路包括依次串聯連接的PFC變換器模塊11、中間級保護模塊12、非隔離升壓/降壓模塊13以及輸入輸出保護模塊14。所述PFC變換器模塊11包括一個第一橋臂112、一個第二橋臂114、一個濾波電容C1及一個儲能電感L1；所述第一橋臂112、第二橋臂114以及濾波電容C1并聯連接；所述第一橋臂112包括兩個同向串聯的主開關管Q1和Q2，所述第二橋臂114包括兩個同向串聯的整流管Q3和Q4；所述儲能電感L1一端與兩個所述主開關管Q1和Q2的串聯節點連接，另一端作為第一交流端口113，兩個所述整流管Q3和Q4的串聯節點作為第二交流端口115；所述非隔離升壓/降壓模塊13包括降壓Buck電路和/或升壓Boost電路等；所述輸入輸出保護模塊14的兩個外接端口分別作為兩個直流端口V+和V-；其中，所述非隔離升壓/降壓模塊13中的續流器件以及所述PFC變換器模塊11的主開關管為寬禁帶功率開關。作為AC-DC電路時，雙用電路還包括雷擊保護模塊15，雷擊保護模塊15包括第一功率二極管D1和第二功率二極管D2，所述第一功率二極管D1的陽極與所述第二功率二極管D2的陰極接所述儲能電感L1一端，所述第一功率二極管D1的陰極接所述第一橋臂112的一端，所述第二功率二極管D2的陽極接所述第一橋臂112的另一端。如此，除了傳統的EMC濾波器，第一部分是雷擊保護器，由兩個功率二極管組成。在不同相位、不同幅值的雷擊測試中，脈沖能量直接通過功率二極管D1或者D2被大電容C1吸收并鉗位。PFC變換器模塊11是改進型圖騰柱無橋PFC變換器，采用一個儲能電感，可以實現很高的功率密度，PFC變換器模塊11工作在CCM(ContinuousConductionMode，連續導通模式)模式、DCM(DiscontinuousConducionMode，斷續導通模式)模式和BCM(BoundaryContinuousMode，臨界連續模式)模式中的其中一種或多種模式下。和傳統圖騰柱PFC變換器類似，第一橋臂112的主開關管Q2和Q1在工頻的正半波周期和負半波周期內，分別作為Boost變換器的主開關管，先在儲能電感L1儲能，然后將能量釋放到濾波電容C1。在儲能電感L1對濾波電容C1放電的開關周期內，主開關管Q1和Q2必須在高壓和低壓之間高頻切換。對于主開關管Q1和Q2，常規的Si工藝MOSFET(Metal-Oxide-SemiconductorField-EffectTransistor，金氧半場效晶體管)因其體二極管反向恢復慢，結電容大，開關損耗非常大，因此無法滿足要求，必須采用寬禁帶功率開關，如GaNTransistor(氮化鎵晶體管)開關器件或者SiCMOSFET(碳化硅金氧半場效晶體管)。這里的GaNTransistor開關器件，既可以采用級聯式的，也可以采用增強型的。因為其工作頻率為輸入AC的工頻，第二橋臂114的整流管Q3及其體二極管D3和整流管Q4及其體二極管D4可以采用傳統的Si工藝MOSFET，代替傳統的整流二極管，因此效率進一步提升。非隔離升壓/降壓模塊13是非隔離變換器，這里以降壓Buck變換器為例說明。開關管Q5為主開關管，續流器件Q6及其體二極管D6為續流管，電感器L2和電容器C2為輸出濾波器。如果轉換效率要求不高，續流管可以直接采用功率二極管。對于高壓輸出應用，因為續流器件Q6高頻工作在高低電壓之間，傳統的Si工藝MOSFET因為體二極管反向恢復特性差，結電容大等缺點，必須采用寬禁帶功率開關，如GaNTransistor開關器件或者SiCMOSFET，或其它類似功率開關管。對于220V的AC輸入，PFC變換器模塊11的輸出電壓一般為400Vdc，Buck變換器可以將400Vdc的輸入，轉換為另外一個低于400Vdc的DC輸出。相對于隔離DC-DC變換器，非隔離變換器具有元器件數量少、成本低、轉換效率高、功率密度高等優點。對于輸出電壓調節范圍寬且輸入輸出不需要電氣隔離的應用，比如家用微電網對大容量儲能電池充電，以及LED驅動電源對高壓LED串驅動照明等，具有明顯成本優勢和競爭力。保護電路包括中間級保護和輸出級保護。兩級保護主要是考慮在異常情況下，將PFC變換器模塊11和非隔離升壓/降壓模塊13切斷，也可以將非隔離升壓/降壓模塊13和負載切斷。比如在主開關管Q5短路的情況下，及時切斷中間級保護，可以保護PFC變換器；切斷輸出級保護，不會出現輸出過電壓或過電流，對人體和負載裝置進行主動式有效保護。在一個實施例中，參考圖1，中間級保護模塊12包括至少一個可控開關，可控開關連接在所述PFC變換器模塊11和所述非隔離升壓/降壓模塊13之間；所述輸入輸出保護模塊14包括至少一個開關元件，所述開關元件連接在所述非隔離升壓/降壓模塊13和正極直流端口之間。優選地，中間級保護模塊12包括一個MOS管，MOS的漏極和源極分別與所述PFC變換器模塊11連接和所述非隔離升壓/降壓模塊13連接；所述輸入輸出保護模塊14包括一個保險絲，保險絲連接在所述非隔離升壓/降壓模塊13和正極直流端口之間。在其他實施例中，S1至S4可以采用任何可斷開的元器件，包括但不限于MOSFET、繼電器、保險絲等。為了簡化電路，中間級保護模塊12和輸入輸出保護模塊14中的S2和S4直接短路，S1采用MOSFET，S3采用保險絲。在正常工作時，S1導通，保險絲的電流應力小于其額定值，電路正常工作。如果出現輸出短路，保險絲因為過電流動作且熔斷，這樣斷開了輸出負載，可以保護非隔離變換器和PFC變換器。如果續流器件Q6短路，則S1斷開，切斷PFC變換器和非隔離變換器。實施例二：本技術方案的另外一個優點是能量可以雙向流動，可以作為DC-AC逆變器使用，請參閱圖2，這里的非隔離升壓/降壓模塊13以Boost升壓變換器為例，Boost變換器將比如200Vdc至400Vdc的輸入電壓，升壓為另外一個420Vdc的高電壓。PFC變換器模塊11(此時作為逆變器)可以采用SPWM(SinusoidalPulseWidthModulation，正弦脈寬調制)控制方式，將Boost變換器輸出的直流電逆變為交流電輸出。如果非隔離升壓/降壓模塊13的主開關管Q1短路，輸入輸出保護模塊14及時將輸入側和非隔離升壓/降壓模塊13切斷。如果PFC變換器模塊11的主開關管Q3至Q6出現短路，中間級保護模塊12可以將非隔離升壓/降壓模塊13和輸出負載斷開，避免更多硬件故障和損壞。作為DC-AC電路時，所述雙用電路還包括輸出電容C3，所述輸出電容C3連接在所述第一交流端口113和第二交流端口115之間。實施例三：請參閱圖3，如果非隔離升壓/降壓模塊13采用Boost升壓型變換器，則有圖3所示的技術方案。對于效率要求不高的場合，續流管Q6可以采用整流二極管，比如超快恢復整流二極管或者SiC二極管等。如果采用高壓整流管，傳統的Si工藝的MOSFET因其體二極管反向恢復特性差且結電容大等缺點，續流管Q6應該采用GaNTransistor開關器件或者SiCMOSFET。保護級一種簡單的實現方案，可以將中間級保護模塊12中的保護開關S2和輸入輸出保護模塊14的保護開關S4短路，保護開關S1和S3采用MOSFET，或者繼電器、保險絲等。在主開關管Q5出現短路故障的情況下，保護開關S1斷開，切斷PFC變換器模塊11和非隔離升壓/降壓模塊13，保護PFC變換器模塊11。在續流管Q6短路的情況下，保護開關S3斷開可以切斷負載和非隔離變換器。實施例四：請參閱圖4，如果非隔離升壓/降壓模塊13采用Buck-Boost升降壓變換器，則有圖4所示的技術方案。圖4所示技術方案的輸出可以高于PFC變換器模塊11的輸出電壓，也可以低于其輸出電壓。但是，開關管Q5和續流管Q6的電壓應力必須超過兩倍的輸出電壓，在高電壓輸出應用中，器件選擇較少，且成本較高，故可均使用寬禁帶功率開關。同時指出，非隔離升壓/降壓模塊13除了上述常見的拓撲之外，還可以采用Cuk(CareUniteSkin，斬波電路)，Sepic(singleendedprimaryinductorconverter)等拓撲。實施例五：請參閱圖5，PFC變換器模塊11采用多相PFC變換器可以提升輸出功率。PFC變換器模塊11包括兩個以上所述第一橋臂112以及兩個以上儲能電感L1-L2，兩個以上的所述第一橋臂112并聯，兩個以上的所述儲能電感L1-L2一端分別與兩個以上的所述第一橋臂112中的主開關管串聯節點連接，兩個以上的所述儲能電感L1-L2另一端并接作為所述第一交流端口113。圖5以兩相為例，兩相PFC變換器可以直接并聯工作，也可以交錯工作。如果是并聯工作，可以采用相位管理的方式，在輕載時關掉一相，以降低損耗，并提升效率。在兩相并聯工作時，每相的電流和功率不一定平衡，需要外加平衡控制電路。如果將電感器L1和L2耦合在一個磁芯上，即使驅動不完全一致，或者主開關管Q1至Q4存在開通/關斷延時，因為兩個繞組的耦合作用，兩相的電流和功率也可以強制平衡。根據經驗，電感器L1和L2耦合后，電流和功率的誤差在20％以內。如果兩相PFC變換器采用交錯工作方式，無論驅動信號相位差別多少，除了相位管理對輕載效率的提升之外，還可以降低輸入輸出電流紋波，減少EMC濾波器的體積，降低濾波電容C1的電流應力。實施例六：請參閱圖6，同樣的，非隔離升壓/降壓模塊13中的非隔離變換器也可以采用多相變換器，圖6以兩相Buck變換器為例。和圖5多相PFC變換器類似，多相非隔離變換器具有輸入輸出紋波抑制功能；電感器L2和L3可以耦合在一起，實現被動式電流和功率平衡；通過相位管理，實現輕載效率的提升。實施例7：請參閱圖7，本實用新型較佳實施例中三相AC-DC/DC-AC雙用電路包括依次串聯連接的PFC變換器模塊11、中間級保護模塊12、非隔離升壓/降壓模塊13以及輸入輸出保護模塊14；所述PFC變換器模塊11包括三個第一橋臂112、三個儲能電感L1～L3及濾波電容C1；所述第一橋臂112和所述濾波電容C1并聯連接；每個所述第一橋臂112包括兩個同向串聯的主開關管(分別為Q1和Q2，Q3和Q4，Q5和Q6)，每個所述儲能電感L1/L2/L3一端分別與兩個所述主開關管Q1和Q2，Q3和Q4，以及Q5和Q6的串聯節點連接，另一端作為交流端口；所述非隔離升壓/降壓模塊13包括降壓Buck電路和/或升壓Boost電路；所述輸入輸出保護模塊14的兩個外接端口分別作為兩個直流端口V+/V-；非隔離升壓/降壓模塊13中的續流器件以及所述PFC變換器模塊11的主開關管為寬禁帶功率開關。優選地，寬禁帶功率開關為GaNTransistor或SiCMOSFET；所述PFC變換器模塊11工作在CCM模式、DCM模式和BCM模式中的其中一種或多種模式下。作為AC-DC電路時，所述雙用電路還包括三個雷擊保護模塊15，以其中一個為例，雷擊保護模塊15包括第一功率二極管D1和第二功率二極管D2，所述第一功率二極管D1的陽極與所述第二功率二極管D2的陰極接相應的所述儲能電感L1一端，所述第一功率二極管D1的陰極接相應的所述第一橋臂112的一端，所述第二功率二極管D2的陽極接所述第一橋臂112的另一端。另外，PFC變換器模塊11、中間級保護模塊12、非隔離升壓/降壓模塊13以及輸入輸出保護模塊14的其他實施方式可以參照實施例二至六，這里不再贅述。上述技術方案中，具有以下有益效果，1、圖騰柱PFC變換器和非隔離變換器組合AC-DC拓撲：圖騰柱PFC變換器主開關管采用GaNTransistor器件或SiCMOSFET，整流管采用高壓Si工藝MOSFET，實現超高轉換效率。圖騰柱PFC變換器采用單個儲能電感，實現超高功率密度。非隔離變換器取代隔離變換器，元器件數量少、轉換效率高、功率密度高。非隔離變換器可以降壓、升壓、升降壓，應用場所多樣化。2、非隔離變換器和圖騰柱PFC變換器組合DC-AC拓撲：圖騰柱PFC變換器和非隔離變換器全部采用開關管而非整流二極管，可以實現AC-DC整流器和DC-AC逆變器的能量雙向流動工作模式。DC-AC逆變器因為非隔離變換器可以降壓、升壓、升降壓，具有輸入電壓寬的優點。DC-AC逆變具有元器件數量少、轉換效率高、功率密度高等優點。3、中間級保護和輸出級保護電路：在AC-DC整流器工作模式下，如果有異常情況發生，中間級保護可以有效切斷PFC變換器和非隔離變換器；輸出級保護可以將負載和整個變換器切斷。在DC-AC逆變器工作模式下，如果有異常情況發生，輸入級保護可以將高壓輸入和非隔離變換器切斷；中間級保護可以將非隔離變換器和逆變器切斷。以上所述僅為本實用新型的較佳實施例而已，并不用以限制本實用新型，凡在本實用新型的精神和原則之內所作的任何修改、等同替換和改進等，均應包含在本實用新型的保護范圍之內。