專利名稱：無刷電機的驅動裝置的制作方法
技術領域：
本發明涉及無刷電機的驅動裝置，詳細地說，涉及以無傳感器方式進行三相無刷 電機的通電模式的切換判定的驅動裝置。
背景技術：
在日本特開號公報中公開了在三相同步電動機中，檢測通過脈沖電 壓而被感應的非通電相的感應電壓(脈沖感應電壓)，比較該感應電壓和基準電壓的電平， 并根據該電平比較的結果而依次切換通電模式的同步電動機的驅動系統。
另外，非通電相的脈沖感應電壓是在將脈沖狀的電壓施加到兩相的期間檢測，但 在剛開始施加電壓之后脈沖感應電壓會振蕩，因此如果脈沖電壓的占空比小(電壓施加時 間短)，則有可能在所述振蕩期間內對脈沖感應電壓進行采樣，從而導致錯誤檢測脈沖感應 電壓，并且錯誤判定通電模式的切換定時。
此外，非通電相的脈沖感應電壓，其大小根據脈沖電壓的占空比而變化，如果占空 比小，則會成為低于基準電壓的電壓，有可能無法判定通電模式的切換定時。發明內容
—種無刷電機的驅動裝置,基于脈沖感應電壓來切換對三相的無刷電機中的兩相 施加與PWM (脈寬調制)信號相應的脈沖電壓的通電模式，其中，該脈沖感應電壓是在非通 電相上被感應，在與所述PWM信號的周期相應的規定的檢測定時檢測所述脈沖感應電壓， 并且限制所述規定定時中的所述PWM信號的占空比即檢測時占空比的下限值。
參照附圖并根據以下說明可理解本發明的其他目的以及特征。


圖1是表示第I實施方式中的汽車AT (自動變速)用油壓泵系統的結構的方框圖。
圖2是表示第I實施方式中的電機控制裝置以及無刷電機的結構的電路圖。
圖3是表示第I實施方式中的無刷電機的通電模型的時序圖。
圖4是表示第I實施方式中的無刷電機的驅動控制的主程序的流程圖。
圖5是表示第I實施方式中的無刷電機的驅動控制的細節的流程圖。
圖6是表示第I實施方式中的目標電機轉速的設定特性的圖表。
圖7是表示第I實施方式中的非通電相的電壓檢測期間的時序圖。
圖8是表示第I實施方式中的非通電相的電壓檢測定時的時序圖。
圖9是表示第I實施方式中的非通電相的電壓檢測定時為N=2時的目標占空和電 機施加占空的關系的圖表。
圖10是表示第I實施方式中的通電模式的切換控制的細節的流程圖。
圖11是用于說明第I實施方式中的檢測臨界值的設定特性的時序圖。
圖12是用于說明第I實施方式中的檢測臨界值的設定特性的時序圖。
圖13是表示第I實施方式中的非通電相的脈沖感應電壓和占空比的相關的圖表。
圖14是表示第I實施方式中的電機溫度導致的脈沖感應電壓的變化的圖表。
圖15是表示第I實施方式中的電機電源電壓導致的脈沖感應電壓的變化的圖表。
圖16是表示第I實施方式中的不進行脈沖移位時的PWM信號生成的時序圖。
圖17是表示第I實施方式中的進行了脈沖移位時的PWM信號生成的時序圖。
圖18是表示第2實施方式中的無刷電機的驅動控制的細節的流程圖。
具體實施方式
以下說明用于實施本發明的實施方式。
[第I實施方式]
圖1是表示汽車AT用油壓泵系統的結構的方框圖。
在圖1所示的汽車AT用油壓泵系統中，作為對變速機7和致動器(actuator)8供 油的油泵，包括通過圖外的引擎(內燃機)的輸出而被驅動的機械式油泵6、以及通過電機被 驅動的電動油泵I。
此外，作為引擎的控制系統，具備在自動停止條件成立時停止引擎，在自動起動條 件成立時重新起動引擎的怠速停止控制功能，在通過怠速停止導致引擎停止的期間，機械 式油泵6也停止其動作，因此在怠速停止中，啟動電動油泵I進行對于變速機7和致動器8 的供油，抑制油壓的下降。
電動油泵I通過聯機的無刷電機(三相同步電動機)2被驅動。無刷電機2通過電 機控制裝置(MCU) 3，基于來自AT控制裝置(AT⑶)4的指令而被控制。
電機控制裝置(驅動裝置)3驅動控制無刷電機2而驅動電動油泵1，電動油泵I將 油盤10的油經由油管5提供給變速機7和致動器8。
在引擎運行中，通過引擎驅動的機械式油泵6經由油管9對變速機7和致動器8 供應油盤10的油，這時，無刷電機2為關閉(off)狀態(停止狀態)，通過止回閥11切斷油 向電動油泵I的流動。
如果怠速停止導致引擎停止，則引擎轉速下降，機械式油泵6的轉速下降而導致 油管9內的油壓下降，因此與引擎的怠速停止同步地，AT控制裝置4將電機啟動的指令發 送到電機控制裝置3。
收到啟動指令的電機控制裝直3啟動無刷電機2從而使電動油栗I旋轉，開始通 過電動油泵I來抽吸油。
然后，如果在機械式油泵6的輸出壓力下降的同時，電動油泵I的輸出壓力超過設 定壓力，則將止回閥11開閥，油通過油管5、電動油泵1、止回閥11、變速機7/致動器8、油 盤10的路徑而循環。
另外，在本實施方式中，無刷電機2驅動油壓泵系統的電動油泵1，但除此之外，也 可以是驅動在混合動力汽車等中用于引擎的冷卻水的循環的電動水泵的無刷電機等，并非 要將無刷電機2驅動的對象設備限定為油泵。
圖2表示電機控制裝置3以及無刷電機2的細節。
電機控制裝置3包括電機驅動電路212以及具有微機的控制器213，控制器213在 與AT控制裝置4之間進行通信。
無刷電機2是三相DC (直流電)無刷電機(三相同步電動機)，在省略圖示的圓筒狀的定子中具備U相、V相以及W相的三相線圈215u、215v、215w，在該定子的中央部分形成的空間中可旋轉地具備永磁鐵轉子(rotor) 216。
電機驅動電路212具有將包含反并聯的二極管218a 218f構成的開關元件 217a 217f以三相橋方式連接的電路、以及電源電路219，開關元件217a 217f例如由FET 構成。
開關元件217a 217f的控制端子(柵極端子)與控制器213連接，開關元件 217a^217f的導通/截止通過控制器213進行的PWM動作而被控制。
控制器213是運算無刷電機2的施加電壓(輸入電壓)，基于該施加電壓而生成PWM 信號，并且按照規定的切換定時依次切換在三相中要施加脈沖電壓的兩相的選擇模型(通電模式)的電路。然后，控制器213基于PWM信號以及通電模式來決定電機驅動電路212的各開關元件217a 217f以怎樣的動作進行轉換(switching)，并根據該決定將6個柵極信號輸出到電機驅動電路212。
控制器213如下檢測所述規定的切換定時。
S卩，通過對兩相施加脈沖電壓，無刷電機2的三相端子電壓Vu、Vv、Vw中非通電相上感應的電壓(脈沖感應電壓)，根據磁電路的飽和狀態隨著轉子的位置(磁極位置)而變化的情況而變化。通過比較該脈沖感應電壓的檢測值和根據通電模式而不同的規定的閾值， 從而估計轉子的位置，檢測通電模式的切換定時。
另外，非通電相的端子電壓嚴格地說是地GND-端子間電壓，但在本實施方式中， 另外檢測中性點的電壓，并求該中性點的電壓和GND-端子間電壓之差，從而設為端子電壓 Vu、Vv、Vw0·
圖3表示各通電模式中的對各相的電壓施加狀態。
通電模式由在每個電氣角60deg依次切換的6種通電模式(I廣(6)組成，在各通電模式(I) (6)中，對于從三相選擇的兩相施加脈沖電壓(脈沖狀的電壓)。
在本實施方式中，將U相的線圈的角度位置設為轉子(磁極)的基準位置(角度 Odeg)，將進行從通電模式(3)到通電模式(4)的切換的轉子的角度位置(磁極位置)設為 30deg，將進行從通電模式(4)到通電模式(5)的切換的轉子的角度位置設為90deg，將進行從通電模式(5)到通電模式(6)的切換的轉子的角度位置設為150deg，將進行從通電模式(6)到通電模式(I)的切換的轉子的角度位置設為210deg，將進行從通電模式(I)到通電模式(2)的切換的轉子的角度位置設為270deg，將進行從通電模式(2)到通電模式(3)的切換的轉子的角度位置設為330deg。
通電模式(I)中，將開關元件217a以及開關元件217d進行導通控制，并將其余開關元件都截止，從而對U相施加電壓V，對V相施加電壓-V，電流從U相流向V相。
通電模式(2)中，將開關元件217a以及開關元件217f進行導通控制，并將其余開關元件都截止，從而對U相施加電壓V，對W相施加電壓-V，電流從U相流向W相。
通電模式(3)中，將開關元件217c以及開關元件217f進行導通控制，并將其余開關元件都截止，從而對V相施加電壓V，對W相施加電壓-V，電流從V相流向W相。
通電模式(4)中，將開關元件217b以及開關元件217c進行導通控制，并將其余開關元件都截止，從而對V相施加電壓V，對U相施加電壓-V，電流從V相流向U相。
通電模式(5)中，將開關元件217b以及開關元件217e進行導通控制，并將其余開 關元件都截止，從而對W相施加電壓V，對U相施加電壓-V，電流從W相流向U相。
通電模式(6)中，將開關元件217e以及開關元件217d進行導通控制，并將其余開 關元件都截止，從而對W相施加電壓V，對V相施加電壓-V，電流從W相流向V相。
另外，在上述通電控制時，例如在通電模式(I)中，將開關元件217a以及開關元件 217d進行導通控制，并將其余開關元件都截止，從而對U相施加電壓V，對V相施加電壓-V， 電流從U相流向V相，但也能通過如下的互補控制方式進行在各個通電模式(I廣(6 )下的 通電控制采用與驅動下級的開關元件217d的PWM信號相反相位的PWM信號來驅動上級的 開關元件217c，當下級的開關元件217d導通時，使上級的開關元件217c截止，當下級的開 關元件217d截止時,使上級的開關元件217c導通。
如上所述，通過將6個通電模式(I) (6)按每個電氣角60deg進行切換，從而在 每180deg中有120deg期間對各開關元件217a 217f進行通電，因此如圖3所示那樣的通 電方式被稱為120度通電方式。
圖4表示在電機控制裝置3中按規定時間重復進行的無刷電機2的驅動控制的概 略。
另外，為了判定切換定時而檢測的非通電相的脈沖感應電壓會根據無刷電機2的 制造偏差、電壓檢測電路的檢測偏差等而變動，因此如果對該感應電壓的偏差使用固定值 作為閾值，則會錯誤地判定通電模式的切換定時。
因此，通過檢測在相當于通電模式的切換定時的磁極位置中的脈沖感應電壓，從 而進行用于將閾值靠近在實際的切換定時產生的感應電壓的校正，進行用于將預先存儲在 控制器213的閾值改寫成校正結果的學習處理。
在步驟S301中，判斷在通電模式的切換定時判定中使用的閾值的學習條件是否 成立。
具體地說，將電源剛接通后或者電動油泵I剛停止后等沒有發生無刷電機2的驅 動請求的情況設為閾值的學習條件。
如果學習條件成立，則進至步驟S302，實施閾值的學習。
以下，表示閾值的學習處理的一例。
例如，當學習在從通電模式(4)到通電模式(5)的切換判定中使用的閾值V4-5的 情況下，首先，將轉子定位在與通電模式(3 )對應的角度。
如果將與通電模式(3 )對應的施加電壓、即Vu=O、Vv=Vin、Vw=-Vin施加到各相,則 永磁鐵轉子216被U相、V相以及W相的合成磁束所吸引而產生轉矩，永磁鐵轉子216的N 極旋轉至角度90deg為止。
然后，等待經過從施加與通電模式(3)對應的電壓開始直到轉子216旋轉至角度 90deg所需的時間，估計為到角度90deg的定位已完成。
另外，進行了與通電模式(3)對應的相通電時轉子216被吸引的角度90deg是進 行從通電模式(4)到通電模式(5)的切換的角度位置。
如果轉子216向角度90deg的定位已完成,貝U接著,從對應于通電模式(3)的電壓 施加模型切換到對應于通電模式(4)的電壓施加模型、即Vu=-Viru Vv=Vin、Vw=O。
然后，檢測剛從對應于通電模式(3)的施加電壓切換到對應于通電模式(4)的施加電壓之后的、通電模式(4)中的非通電相即W相的端子電壓Vw，并基于該端子電壓Vw而 更新并存儲在從通電模式(4)到通電模式(5)的切換判定中使用的閾值V4-5。
即，如前所述，從通電模式(4)到通電模式(5)的切換被設定為在角度90deg進行， 是否成為角度90deg換言之是否成為從通電模式(4)到通電模式(5)的切換定時，基于通電 模式(4)中的非通電相即W相的端子電壓Vw進行判斷。
這里，通過持續與通電模式(3)對應的施加電壓，能夠定位到進行從通電模式(4) 到通電模式(5)的切換的角度位置(90deg)，如果在該狀態下從通電模式(3)切換到通電模 式(4)，則剛切換到通電模式(4)后的W相的端子電壓Vw表示角度位置90deg中的非通電 相的端子電壓V。
因此，基于從持續與通電模式(3)對應的施加電壓的狀態剛切換到通電模式(4) 后的W相的端子電壓Vw，更新在從通電模式(4)到通電模式(5)的切換判定中使用的閾值 V4-5并將其存儲。然后，在通電模式(4)的非通電相即W相的端子電壓Vw穿過閾值V4-5 時(W相的端子電壓Vw=閾值V4-5時)，執行從通電模式(4)到通電模式(5)的切換。
在其他的通電模式的切換中使用的閾值也同樣地，能夠進行更新學習。
另外，在閾值的更新處理中，可以將進行通電模式的切換的角度位置上的非通電 相的端子電壓V直接作為閾值來存儲，此外，也可以將上一次為止的閾值和本次求得的非 通電相的端子電壓V的加權平均值作為新的閾值來存儲，進而，也可以將過去經過多次求 得的非通電相的端子電壓V的移動平均值作為新的電壓閾值來存儲。
此外，也可以在本次求得的非通電相的端子電壓V為預先存儲的正常范圍內的值 時，基于本次求得的非通電相的端子電壓V更新閾值，當脫離所述正常范圍時，禁止基于本 次求得的非通電相的端子電壓V更新閾值，仍然將閾值保持為上一次的值。
此外，存儲設計值作為閾值的初始值，在一次也沒有經歷閾值的學習的未學習狀 態下，使用初始值(設計值)作為閾值來判斷通電模式的切換定時。
此外，能夠在非通電相的電壓相對于基準電壓偏向負數側的(I) -(2),(3)— (4 )、( 5 ) — (6 )的模式切換中設定公共的閾值，在非通電相的電壓相對于基準電壓偏向正數 側的(2) —(3)、(4) —(5)、(6) — (I)的模式切換中設定公共的閾值。
進而，例如，能夠將如前述那樣學習的閾值V4-5在(2) —(3)、(4) —(5)、(6)—(I)的模式切換中作為公共的閾值來使用，在(I) — (2)、(3) — (4)、(5) — (6)的模式切換 中，將其絕對值與閾值V4-5相同的閾值作為公共的閾值來使用。
但是，閾值的學習方法不限于上述的方法，能夠適當采用公知的各種學習處理。
如上所述那樣，在步驟S302中學習了在模式切換定時的判定中使用的閾值的情 況下、以及在步驟S301中判斷為學習條件不成立的情況下，進至步驟S303。
在步驟S303中，判斷是否產生了電動油泵I (無刷電機2)的驅動請求。在本實施 方式的情況下，怠速停止請求的產生表示電動油泵I的驅動請求的產生。
這里，如果產生電動油泵I的驅動請求，則進至步驟S304，將這時的通電模式下的 非通電相的電壓與閾值進行比較，從而判定到下一個通電模式的切換定時，通過依次切換 通電模式，從而實施驅動無刷電機2的無傳感器的電機驅動控制。
另外，無刷電機2的驅動例如是通過施加與通電模式(3)相應的電壓而定位到 90deg的位置之后，切換到通電模式(5)，從而使無刷電機2開始旋轉，當通電模式(5)中的非通電相即V相的電壓穿過在從通電模式(5)到通電模式(6)的切換判定中使用的閾值時， 判斷為成為進行從通電模式(5)到通電模式(6)的切換的角度位置即150deg，并且進行到 通電模式(6)的切換。然后，比較非通電相的電壓和閾值，從而依次切換通電模式。
另一方面，在沒有產生電動油泵I的驅動請求時,繞回步驟S304而結束本處理。
下面，基于圖5的流程圖說明所述步驟S304中的電機驅動控制的細節。
在步驟S341中，運算無刷電機2的目標轉速(操作量)。
在用于旋轉驅動本實施方式的電動油泵I的無刷電機2中，例如圖6所示那樣，油 溫度(ATF (自動傳輸流體)油溫)越高，則將目標轉速設定為越高的轉速。
當無刷電機2驅動的是在引擎中循環冷卻水的水泵的情況下，冷卻水溫度越高， 則能夠將目標轉速設定為越高的轉速。
在步驟S342中，基于在步驟S341中運算的目標轉速和實際的電機轉速，運算施加 電壓(輸入電壓)的指令值。
例如，通過基于目標轉速和實際的轉速的偏差的比例積分控制(PI控制)，按照下 式決定施加電壓(輸入電壓)的指令值。
施加電壓=轉速偏差*比例增益+轉速偏差積分值*積分增益
轉速偏差=目標轉速-實際的轉速
但是，施加電壓的指令值的決定方法不限于基于目標轉速的方法，例如，基于電動 油泵I的目標輸出壓力和實際輸出壓力的偏差而決定施加電壓的指令值的方法、基于請求 轉矩而決定施加電壓的指令值的方法等，能夠適當采用公知的決定方法。此外，用于使實際 值接近目標值的施加電壓的運算處理不限于比例積分控制，能夠適當采用比例積分微分控 制(PID控制)等公知的運算處理方法。
在步驟S343中，基于在步驟S342中決定的施加電壓(輸入電壓)，決定電機施加占 空(占空比)的目標值Dt。具體地說，根據下式算出目標占空(％)。
目標占空Dt=施加電壓/電源電壓*100
在步驟S344中，在對相通電進行PWM控制時，決定能夠檢測出非通電相的電壓的 電機施加占空(占空比)的下限即檢測臨界值Dlim (規定值)。關于檢測臨界值Dlim的決定 方法在后面詳細說明。
在步驟S345中，比較在步驟S343中算出的目標占空Dt和在步驟S344中決定的 檢測臨界值Dlim的大小。當目標占空Dt為檢測臨界值Dlim以上時，進至步驟S346。
在步驟S346中，將目標占空Dt原樣決定為最終的電機施加占空，并進至步驟 S347。
在步驟S347中，檢測這時的通電模式中的非通電相的電壓。具體地說，通電模式(I)時檢測W相的電壓，通電模式(2)時檢測V相的電壓，通電模式(3)時檢測U相的電壓， 通電模式(4)時檢測W相的電壓，通電模式(5)時檢測V相的電壓，通電模式(6)時檢測U 相的電壓。
這里，以通電模式(3)為例，參照圖7說明非通電相的端子電壓的檢測期間。在通 電模式(3 )中，對V相施加電壓V，通過脈寬調制動作對W相施加相當于施加電壓的電壓-V， 電流從V相流向W相，因此電壓檢測相為U相，在W相下級的開關元件217f的導通期間檢 測該U相的端子電壓。
此外，在通電模式剛切換后，產生換向電流，如果使用在該換向電流的產生區間檢測的電壓，則會錯誤地判斷通電模式的切換定時。因此，關于通電模式剛切換后的電壓檢測值，在從第一次開始經過設定次為止不在切換定時的判斷中使用。所述設定次能夠根據電機轉速以及電機電流(電機負載)而可變地設定，電機轉速越高且電機電流越高，則將所述設定次設定為越大的值。
在步驟S348中，基于步驟S347中檢測的非通電相的端子電壓，進行通電模式的切換控制。
另一方面，在步驟S345中，當目標占空Dt小于檢測臨界值Dlim時，進至步驟 S349。這樣，進行與目標占空Dt成為檢測臨界值Dlim以上的情況不同的處理是因為，如后述那樣，在以低于檢測臨界值Dlim的電機施加占空進行了控制的情況下，在無傳感器控制中可能會錯誤地判斷通電模式的切換定時，并且失步。因此，為了在抑制無刷電機2的失步的同時盡可能滿足基于轉速偏差的施加電壓的請求，執行以下的S349 S351的處理步驟。
在步驟S349中，設定用于根據PWM信號的周期來檢測非通電相的端子電壓的檢測定時。例如，如圖8所示,基于實際的電機轉速、目標轉速、PWM載波頻率等各種參數，設定在PWM載波N周期中檢測一次時的N的值(I以上的整數)。
然后，在步驟S350中，基于在步驟S349中設定的N，將PWM載波N周期中的、在步驟S347中檢測非通電相的端子電壓時的PWM信號的占空比即檢測時占空Dl決定為檢測臨界值Dlim。換言之，將檢測時占空Dl的下限值限制為檢測臨界值Dlim。
此外，在步驟S351中，在連續的檢測定時期間，按照下式設定不檢測非通電相的端子電壓時的有關(N-1)次的PWM信號的占空比即非檢測時占空D2 DN O)。
DN=(目標占空Dt*N_檢測臨界值Dlim) / (N-1)(其中，N彡2)
S卩，設定非檢測時占空D2 DN，使得在PWM載波N周期中能夠確保一次被限制為檢測臨界值Dlim的檢測時占空Dl的基礎上，PWM載波的N周期的平均占空Dav成為目標占空Dt。根據下式算出平均占空Dav。
Dav= (D1+D2+. . . +DN) /N
另外，當N=I時，不進行非檢測時占空D2 DN的設定。此外，當N的值較大且能夠近似為N/ (N-1 ) =1時，為了減輕控制器213的運算負荷，可以將D2 DN的值分別設為目標占空Dt。
通過如此決定檢測時占空Dl以及非檢測時占空D2 DN，在抑制無刷電機2的失步的同時能夠滿足基于轉速偏差的施加電壓的請求的電機施加占空的最小值Dmin實際上表示為平均占空Dav的最小值。因此，最小值Dmin從檢測臨界值Dlim減小至平均占空Dav 的最小值Dlim/N，因此能夠將電動油泵I的工作區域擴大至低轉速領域。
例如，關于檢測非通電相的端子電壓的檢測定時，當設為N=2時，如圖9所示，當目標占空Dt小于檢測臨界值Dlim時，作為Dl=Dlinu D2=Dt*2_Dlim決定檢測時占空Dl以及非檢測時占空D2。從而，平均占空Dav的最小值成為Dlim/2，最小值Dmin相對于檢測臨界值Dlim實質上減半。
這里，在步驟S349中，為了抑制通電模式的切換定時的判定延遲導致的失步，N的值被設定為隨著無刷電機2的實際的轉速或者目標轉速上升而逐漸地或者階段性地減小即檢測定時的間隔縮短。但是，根據PWM載波頻率會讓控制器213的運算負荷提高，因此在對通電模式的切換定時的判定延遲導致的失步抑制和控制器213的運算負荷進行比較考 慮后設定N的最小值。
關于前述的N的值的設定，換言之，為了進一步減小平均占空Dav的最小值 (=Dlim/N),N的值被設定為隨著無刷電機2的實際的轉速或者目標轉速下降而逐漸地或者 階段性地增大。由于通電模式的切換間隔會隨著實際的轉速或者目標轉速下降而變長，因 此能夠增大N的值。但是，N的最大值根據無刷電機2的動作保證最低轉速以及轉子磁鐵 極對數、控制器213的PWM載波頻率等被限制，使得能夠判定通電模式的切換定時。
在前述的N的值的設定中，例如，當無刷電機2的實際的轉速或者目標轉速為規定 轉速以上時設定為N=l、即設為在PWM載波的每個周期檢測端子電壓的檢測定時。在這樣的 設定的情況下，當規定轉速以上時，無刷電機2以高于目標占空Dt的檢測臨界值Dlim被驅 動，因此與基于目標轉速和實際的轉速的偏差的施加電壓的請求相比，實際的施加電壓還 要高。即，規定轉速是應當將抑制失步優先于基于轉速偏差的施加電壓的請求的轉速。
另外，為了簡化控制器213進行的控制，也可以在目標占空Dt為檢測臨界值Dlim 以上時設定為N=I。
此外，也可以在步驟S349中，選擇無刷電機2的實際的轉速和目標轉速的其中一 個大的轉速，并如前述那樣N的值被設定為根據選擇的轉速而逐漸地或者階段性地變化。 例如，當無刷電機2的實際的轉速小于目標轉速時，由于能夠預料實際的轉速正朝著目標 轉速增大，因此根據目標轉速預先減小N的值從而能夠抑制失步而穩定地進行控制。
在執行了所述步驟S351之后，進至步驟S347。另外，在步驟S347中，與目標占空 Dt成為檢測臨界值Dlim以上的情況同樣地，檢測非通電相的端子電壓，但不同的是，檢測 定時在PWM載波N周期中為一次。
下面，基于圖10的流程圖說明所述步驟S348中的通電模式的切換控制的細節。
在步驟S381中，判斷是否為低速無傳感器控制的實施條件。在以非通電相上產生 的感應電壓(速度電動勢)的信號為觸發而進行通電模式的切換的無傳感器控制中，在電機 轉速低的區域中，感應電壓(速度電動勢)降低而難以高精度地檢測出切換定時，因此在電 機的低旋轉域中，基于脈沖感應電壓和閾值的比較，進行用于判斷切換定時的低速無傳感 器控制。
因此，在步驟S381中，基于電機轉速是否高于設定速度，判定是否處于能夠進行 將速度電動勢作為觸發的模式切換判斷的速度域中。即，所述設定速度是能夠進行將速度 電動勢作為觸發的切換判斷的電機轉速的最小值，預先通過實驗或仿真來決定后存儲。
另外，基于通電模式的切換周期計算電機轉速。此外，只要作為所述設定速度，例 如設定用于判斷向低速無傳感器控制的轉移的第I設定速度和用于判斷低速無傳感器控 制的停止的第2設定速度(> 第I設定速度)，并且抑制無傳感器控制的切換在短時間內重 復。
在步驟S381中，當判斷為是低速無傳感器控制的實施條件時，換言之，當電機轉 速為設定速度以下時，進至步驟S382，比較非通電相的電壓和閾值(在步驟S302中學習的 閾值)，當非通電相的電壓穿過閾值時，判定通電模式的切換定時而進至步驟S384，實施到 下一個通電模式的切換。
具體地說，當此時是通電模式(I)時，在非通電相即W相的電壓成為閾值V1-2以下時，判斷為是到通電模式(2)的切換定時，當此時是通電模式(2)時，在非通電相即V相的電壓成為閾值V2-3以上時，判斷為是到通電模式(3)的切換定時，當此時是通電模式(3) 時，在非通電相即U相的電壓成為閾值V3-4以下時，判斷為是到通電模式(4)的切換定時， 當此時是通電模式(4)時，在非通電相即W相的電壓成為閾值V4-5以上時，判斷為是到通電模式(5)的切換定時，當此時是通電模式(5)時，在非通電相即V相的電壓成為閾值V5-6 以下時，判斷為是到通電模式(6)的切換定時，當此時是通電模式(6)時，在非通電相即U相的電壓成為閾值V6-1以上時，判斷為是到通電模式(I)的切換定時。
另一方面，在步驟S381中，當判斷為不是低速無傳感器控制的實施條件時，換言之，當電機轉速高于設定速度時，進至步驟S383，實施將判斷為從非通電相的電壓穿過零電平的時刻起進一步旋轉了 30deg的時刻作為到下一個通電模式的切換定時來檢測的高速無傳感器控制。
詳細地說,基于這時的電機轉速將30deg換算成時間，在從過零時刻起經過了相當于30deg的時間的時刻，判斷到下一個通電模式的切換定時，并進至步驟S384，切換到下一個通電模式。
在步驟S385中，基于通電模式的切換周期來運算電機轉速。
這里，詳細說明步驟S344中的檢測臨界值Dlim的決定方法。
例如，如圖11所示，在將PWM控制中每個載波周期重復增減的PWM計數器的波谷 (計數器值從減少轉變為增大的點)、換言之脈沖施加電壓的脈沖寬度PW的中央附近設為非通電相的電壓的Α/D變換定時(采樣定時)的情況下，如果剛施加脈沖電壓后(剛上升后)的非通電相的脈沖感應電壓振蕩的期間(電壓振蕩時間)比所述脈沖寬度PW的1/2長，則會在脈沖感應電壓振蕩的期間進行非通電相的脈沖感應電壓的Α/D變換(采樣)，無法高精度地檢測出非通電相的脈沖感應電壓。
此外，如果非通電相的脈沖感應電壓的Α/D變換處理所需的時間(Α/D變換開始到結束為止的Α/D變換時間)比所述脈沖寬度PW的1/2長，則會在Α/D變換處理中停止對通電相施加電壓，該情況下也無法高精度地檢測出非通電相的脈沖感應電壓，無刷電機2可能會失步。
因此，按照式(A)運算檢測臨界值Dlim (%)。
Dlim=Hiax (電壓振蕩時間，Α/D變換時間)*2/載波周期*100…式(A)
根據上述的式(A)，將電壓振蕩時間和Α/D變換時間中較長一方的兩倍設為檢測臨界值Dlim，從而能夠抑制在脈沖感應電壓振蕩的期間進行非通電相的脈沖感應電壓的 Α/D變換(采樣)，并且能夠抑制在Α/D變換處理中停止對通電相施加電壓。
另外，在將PWM控制中每個載波周期重復增減的PWM計數器的波峰(計數器值從增大轉變為減少的點)設為非通電相的電壓的Α/D變換定時(采樣定時)的情況、將PWM切換定時設為非通電相的電壓的Α/D變換定時(采樣定時)的情況下，也如上計算檢測臨界值 Dlim0
此外，電壓振蕩時間以及Α/D變換時間除了能夠利用預先通過實驗或仿真求得的值之外，還可以在步驟S344中測量電壓振蕩時間，并基于測量結果來決定檢測臨界值 Dlim0
此外，在能夠將非通電相的電壓的Α/D變換定時(采樣定時)設定為任意的定時的情況下，如圖12所示，如果設為在電壓振蕩時間剛經過之后就開始Α/D變換處理，則能夠使非通電相的脈沖感應電壓的Α/D變換(采樣)在盡可能短的脈沖內進行，同時能夠抑制在脈沖感應電壓振蕩的期間進行非通電相的脈沖感應電壓的Α/D變換(采樣)，并且能夠抑制在 Α/D變換處理中停止對通電相施加電壓。
具體地說，按照式(B)運算檢測臨界值Dlim (%)。
Dlim=(電壓振蕩時間+Α/D變換時間)/載波周期*100…式(B)
S卩，如果設為脈沖寬度PW比電壓振蕩時間和Α/D變換時間的總和還要長，并且在電壓振蕩時間剛經過之后就開始Α/D變換，則能夠抑制在脈沖感應電壓振蕩的期間進行非通電相的脈沖感應電壓的Α/D變換(采樣)，并且能夠抑制在Α/D變換處理中停止對通電相施加電壓。
此外，非通電相的脈沖感應電壓，其大小根據電機施加占空(占空比)而變化，如圖 13所示，如果電機施加占空減小，則非通電相的脈沖感應電壓也減小，如果電機施加占空小則會成為低于基準電壓的電壓，可能無法判定通電模式的切換定時。
因此，可以將用于產生能夠通過電壓檢測電路檢測的脈沖感應電壓(超過基準電壓的電壓)的電機施加占空的最小值設為所述檢測臨界值Dlim。
這里，在通過前述的式(A)或者式(B)運算的檢測臨界值Dlim、以及基于脈沖感應電壓是否超過基準電壓而設定的檢測臨界值Dlim中，能夠將更大的占空比設為最終的檢測臨界值Dlim。
如果這樣設定檢測臨界值Dlim，則能夠抑制在脈沖感應電壓振蕩的期間進行非通電相的脈沖感應電壓的Α/D變換(采樣)，并且能夠抑制在Α/D變換處理中停止對通電相施加電壓，進而，產生能夠作為脈沖感應電壓來檢測的電壓從而能夠判定通電模式的切換定時，能夠抑制無刷電機2中產生失步。
因此，根據上述油壓泵系統，在怠速停止中使來自電動油泵I的油供應穩定地進行，從而有效地抑制油壓下降，此外，在通過無刷電機2驅動水泵時，能夠使冷卻水的循環穩定地進行從而抑制引擎的過熱。
另外，除了基于檢測臨界值Dlim對電機施加占空進行限制之外，為了延長連續地施加脈沖電壓的時間，可以將載波周期向增大側(將載波頻率向降低側)變更。
此外，在學習所述用于判斷通電模式的切換定時的閾值時，可以設在將電機施加占空(占空比)作為所述檢測臨界值Dlim的狀態下實施學習。
這是因為，如果在設定了比所述檢測臨界值Dlim還要大的電機施加占空的狀態下學習閾值，則會導致如圖13所示那樣電機施加占空越小則脈沖感應電壓越小，因此當電機施加占空比學習時還要減小的情況下，脈沖感應電壓不會穿過閾值，可能無法實現通電模式的切換。
因此，在將脈沖感應電壓檢測時的電機施加占空設為最小值即所述檢測臨界值 Dlim的狀態下學習閾值，即使電機施加占空成為最小值，脈沖感應電壓也能夠達到閾值，能夠判定通電模式的切換定時。
此外，如上所述，在以所述檢測臨界值Dlim的占空比施加脈沖電壓的狀態下，實施了用于判斷通電模式的切換定時的閾值的學習的情況下，對于電機溫度和電機電源電壓的變化，可以如下校正檢測臨界值Dlim。
如圖14所示，如果將學習了閾值時的電機施加占空(占空比)設為Al (Al=Dlim), 將學習了閾值時的電機溫度設為Tl，則在電機溫度成為比Tl還要高的T2時，通電模式的切 換定時(進行切換的磁極位置)中的實際的脈沖感應電壓的絕對值下降。即，如果在將占空 比固定為檢測臨界值Dlim的狀態下電機溫度上升，則通電模式的切換定時中的實際的脈 沖感應電壓的絕對值下降，因此如果將電機溫度低時學習的閾值在電機溫度更高的條件下 直接使用，則脈沖感應電壓不會達到閾值，可能無法判定通電模式的切換定時。
因此，在成為比學習時的電機溫度Tl還要高的電機溫度T2的情況下，對檢測臨界 值Dlim進行增大校正以便補償電機溫度的上升量導致的脈沖感應電壓的電平下降，從而 增大當電機施加占空被設定為檢測臨界值Dlim時的脈沖感應電壓，保持在學習時的脈沖 感應電壓附近。換言之，朝著抑制在將占空比設為檢測臨界值Dlim時的通電模式的切換定 時中的脈沖感應電壓隨著電機溫度變化的方向，變更檢測臨界值Dl im。
具體地說，預先求得相對于從學習時開始的溫度上升量的占空增大校正量的相關 并將其存儲，根據此時的電機溫度T2和學習時的電機溫度Tl之差求占空的增大校正量，并 以該增大校正量對檢測臨界值Dlim進行增大校正。在圖14所示的例子中，將檢測臨界值 Dlim從占空比Al設為占空比A2從而進行校正。
由此，即使從閾值的學習時的電機溫度起產生上升變化，也能夠基于脈沖感應電 壓和閾值的比較來判定通電模式的切換定時，從而依次進行通電模式的切換。
另外，在本實施方式的油壓泵系統的情況下，電機溫度能夠用油溫度等代表，油溫 度除了能夠用傳感器直接檢測之外，也能夠根據引擎的運行條件進行估計。此外，也可以設 置用于檢測電機(線圈)的溫度的傳感器。
此外，當不具備檢測或者估計電機溫度的部件，電機溫度不清楚的情況下，預先對 檢測臨界值Dlim進行增大校正，使得即使電機溫度成為最高溫度，也能夠基于脈沖感應電 壓和閾值的比較來判定通電模式的切換定時。
此外，當電機溫度比學習時下降了的情況下，通電模式的切換定時中的實際的脈 沖感應電壓會產生增大變化。這時，如果將檢測臨界值Dlim在能夠正確地檢測非通電相 (開放相)的電壓的范圍內進行減少校正，則實際的脈沖感應電壓會保持在學習時的脈沖感 應電壓附近。但是，當脈沖感應電壓增大變化的情況下，由于能夠基于與閾值的比較來進 行通電模式的切換判定，因此如果至少進行相對于電機溫度的上升變化的檢測臨界值Dlim 的增大校正，則能夠抑制失步的發生。
另外，在將電機施加占空作為檢測臨界值Dlim，學習在脈沖感應電壓的電平判定 中使用的閾值的情況下，能夠使按照每個電機溫度學習閾值，這時，能夠省略與電機溫度的 變化對應的檢測臨界值Dlim的校正。
另一方面，電機的電源電壓也對通電模式的切換定時(進行切換的磁極位置)中的 實際的脈沖感應電壓的絕對值產生影響，如圖15所示，如果電機電源電壓比學習時下降， 則通電模式的切換定時(進行切換的磁極位置)中的實際的脈沖感應電壓的絕對值下降，脈 沖感應電壓不達到閾值從而可能會導致無法判定通電模式的切換定時。
因此，在成為比學習時的電機電源電壓更低的電源電壓的情況下，對檢測臨界值 Dlim進行增大校正以便補償電機電源電壓的下降量導致的脈沖感應電壓的電平下降，從而 增大當電機施加占空被設定為檢測臨界值Dlim時的脈沖感應電壓，保持在學習時的脈沖感應電壓附近。換言之，朝著抑制在將占空比設為檢測臨界值Dlim時的通電模式的切換定 時中的脈沖感應電壓隨著電源電壓變化的方向，變更檢測臨界值Dlim。
具體地說，預先求得相對于從學習時開始的電源電壓的下降量的占空增大校正量 的相關并將其存儲，根據此時的電源電壓和學習時的電源電壓之差求占空的增大校正量， 并以該增大校正量對檢測臨界值Dlim進行增大校正。在圖15所示的例子中，將檢測臨界 值Dlim從占空比Al設為占空比A3從而進行校正。
由此，即使從閾值的學習時開始電機電源電壓下降，也能夠基于脈沖感應電壓和 閾值的比較來判定通電模式的切換定時，從而依次進行通電模式的切換。
此外，當電機電源電壓比學習時增加了的情況下，通電模式的切換定時中的實際 的脈沖感應電壓會產生增大變化。這時，如果將檢測臨界值Dlim在能夠正確地檢測非通電 相(開放相)的電壓的范圍內進行減少校正，則實際的脈沖感應電壓會保持在學習時的脈沖 感應電壓附近。但是，當脈沖感應電壓增大變化的情況下，由于能夠基于與閾值的比較來進 行通電模式的切換判定，因此如果至少進行相對于電機電源電壓的下降的檢測臨界值Dlim 的增大校正，則能夠抑制失步的發生。
另外，在將電機施加占空作為檢測臨界值Dl im，學習在脈沖感應電壓的電平判定 中使用的閾值的情況下，能夠按照每個電機電源電壓學習閾值，這時，能夠省略與電機電源 電壓的變化對應的檢測臨界值Dlim的校正。
此外，如果對檢測臨界值Dlim實施基于電機溫度的校正和基于電源電壓的校正 的雙方，則即使有電機溫度以及電源電壓的變化，也能夠基于脈沖感應電壓和閾值的比較 來判定通電模式的切換定時，從而依次進行通電模式的切換。
此外，為了抑制在脈沖感應電壓的振蕩期間內對脈沖感應電壓進行采樣，或者A/ D變換的途中脈沖電壓的施加中斷，從而導致錯誤地檢測脈沖感應電壓，且無法判定通電模 式的切換定時，延長脈沖電壓的施加時間即可，作為進一步延長脈沖電壓的施加時間的方 法，可以實施后述的脈沖移位。
上述的脈沖移位是延長連續的電壓施加時間而不變更一個周期中的電壓施加時 間的總和即占空比的部件，如果在實施了該脈沖移位的基礎上實施前述的檢測臨界值Dlim 對占空比的限制，則能夠將檢測臨界值Dlim抑制為較低，從而廣泛地確保占空比的可變范圍。
圖16表不一般的PWM信號生成。
在圖16中，三角波載波的中間值D的值為電壓=0，此外，將電壓指令值設為B，V相 的PWM信號利用將三角波載波和電壓指令值D+B進行比較的結果，W相的PWM信號利用將 三角波載波和電壓指令值D-B進行比較的結果。
即，V相的上級開關元件在電壓指令值D+B高于三角波載波的期間導通(ON)，W相 的下級開關元件在三角波載波高于電壓指令值D-B的期間導通。
但是，在圖16所示的PWM信號生成中，如果占空小則V相和W相都通電的期間即 脈沖電壓的施加時間(圖16中的斜線的期間)短，難以高精度地檢測出在非通電相上被感應 的電壓。
因此，通過實施圖17所示的脈沖移位，以與圖17所示的PWM信號生成相同的占空 進一步延長兩相都通電的連續時間(脈沖電壓的施加時間)，能夠提高在非通電相上被感應的電壓的檢測精度。
在圖17所示的脈沖移位中，在三角波載波的波峰/波谷(上升/下降)的定時，對電壓指令值進行校正。
具體地說，在三角波載波的上升期間，對電壓指令值D+B校正為D+B+A (其中， A=X-B),并對電壓指令值D-B校正為D-B-A (其中，A=X-B)，使得電壓指令值從電壓=D偏離 X，在三角波載波的下降期間，對電壓指令值D+B校正為D+B-Α (其中，A=X-B )，并對電壓指令值D-B校正為D-B+A (其中，A=X-B),使得電壓指令值接近電壓=D。
通過上述的電壓指令值的校正，在三角波載波的下降期間V相和W相都通電的時間變短，相應地，在三角波載波的上升期間V相和W相都通電的時間變長，能夠延長兩相都通電的連續時間(脈沖電壓的施加時間)而不改變占空(一個周期中的導通時間),能夠抑制在脈沖感應電壓的振蕩期間對脈沖感應電壓進行采樣，或者在Α/D變換中電壓施加中斷。
[第2實施方式]
下面，說明本發明的第2實施方式。另外，關于與第I實施方式相同的結構，通過附加相同標號從而簡化或者省略其說明。
第2實施方式中的電機控制裝置3與第I實施方式的區別 在于，在步驟S304的電機驅動控制中，當目標占空Dt小于檢測臨界值Dlim時，不設定用于檢測非通電相的端子電壓的檢測定時而是將N設為固定值、即省略了圖5中的步驟S349。
圖18是表示第2實施方式中固定為N=2時的步驟S304的電機驅動控制的細節的流程圖。
在步驟S401中，基于在控制器213的ROM (只讀存儲器)等中存儲的固定的檢測定時(根據PWM信號的周期在兩個周期一次)，將兩次中一次進行檢測時的檢測時占空Dl設定為檢測臨界值Dlim。
在步驟S402中，將兩次中一次沒有進行檢測時的非檢測時占空D2按照下式設定。
D2=目標占空Dt*2_檢測臨界值Dlim
根據第2實施方式中的電機控制裝置3，當目標占空Dt小于檢測臨界值Dlim時， 不需要設定用于檢測非通電相的端子電壓的檢測定時，因此能夠減輕控制器213的運算負擔。
另外，主張基于在2011年9月20日申請的日本專利申請第號的優先權，從而其內容通過參照而被全部編入本說明書中。
此外，對于本領域技術人員而言，根據本公開可知，選擇的實施方式只不過是為了圖示/說明本發明而選擇的實施方式，除此之外，如附加的權利要求書所定義的那樣能夠進行各種變更以及修正而不脫離本發明的范圍。
進而，本發明提供的實施方式的前述的說明僅用于例示，并非用于限定本發明(如附加的權利要求書所請求的發明和與其等同的發明)。
權利要求
1.一種無刷電機的驅動裝置，基于脈沖感應電壓來切換對三相的無刷電機中的兩相施加與脈寬調制信號相應的脈沖信號的通電模式，其中，該脈沖感應電壓是在非通電相上被感應，其特征在于，在與所述脈寬調制信號的周期相應的規定的檢測定時檢測所述脈沖感應電壓，并且限制所述規定的檢測定時中的所述脈寬調制信號的占空比即檢測時占空比的下限值。
2.如權利要求1所述的無刷電機的驅動裝置，其特征在于，當所述脈寬調制信號的占空比小于規定值時，所述檢測時占空比被限制為所述規定值。
3.如權利要求2所述的無刷電機的驅動裝置，其中，在連續的所述規定的檢測定時期間，設定沒有檢測所述脈沖感應電壓時的脈寬調制信號的占空比即非檢測時占空比，使得被限制為所述規定值的所述檢測時占空比和所述非檢測時占空比的相加平均后的平均占空比，接近與所述無刷電機的操作量相應的脈寬調制信號的占空比。
4.如權利要求1所述的無刷電機的驅動裝置，其特征在于，所述規定的檢測定時基于所述無刷電機的實際的轉速以及無刷電機的操作量的至少一方而變化。
5.如權利要求1所述的無刷電機的驅動裝置，其特征在于，當所述無刷電機的實際的轉速或者無刷電機的操作量為規定轉速以上時，所述規定的檢測定時是脈寬調制信號的每一個周期。
6.如權利要求1所述的無刷電機的驅動裝置，其特征在于，當所述脈寬調制信號的占空比小于所述規定值時，所述規定的檢測定時被設為固定值。
7.如權利要求1所述的無刷電機的驅動裝置，其特征在于，所述無刷電機驅動用于吐出在車輛內部循環的水的電動水泵。
8.如權利要求2所述的無刷電機的驅動裝置，其特征在于，所述規定值根據所述無刷電機的溫度上升而被增大校正。
9.如權利要求8所述的無刷電機的驅動裝置，其特征在于，所述無刷電機的溫度上升是相對于通過利用所述規定值作為所述脈寬調制信號的占空比而學習了閾值時的溫度而言的，所述閾值與所述脈沖感應電壓進行比較從而用于判定所述通電模式的切換定時。
10.如權利要求2所述的無刷電機的驅動裝置，其特征在于，所述規定值根據所述無刷電機的電源電壓的下降而被增大校正。
11.如權利要求10所述的無刷電機的驅動裝置，其特征在于，所述無刷電機的電源電壓的下降是相對于通過利用所述規定值作為所述脈寬調制信號的占空比而學習了閾值時的電源電壓而言的，所述閾值與所述脈沖感應電壓進行比較從而用于判定所述通電模式的切換定時。
12.如權利要求2所述的無刷電機的驅動裝置，其特征在于，所述規定值被設定為，在所述脈沖電壓剛開始施加后所述脈沖感應電壓變動的時間和將所述脈沖感應電壓進行A/D變換所需的時間的總和的時間內施加脈沖電壓時的占空比。
13.如權利要求2所述的無刷電機的驅動裝置，其特征在于，所述規定值被設定為，在所述脈沖電壓剛開始施加后所述脈沖感應電壓變動的時間和將所述脈沖感應電壓進行A/D變換所需的時間中較長的一方的時間的兩倍以上的時間內施加脈沖電壓時的占空比。
14.如權利要求2所述的無刷電機的驅動裝置，其中，在學習與所述脈沖感應電壓進行比較從而用于判定所述通電模式的切換定時的閾值的情況下，所述規定值被設定為所述脈寬調制信號的占空比。
15.如權利要求2所述的無刷電機的驅動裝置，其中，基于以下內容中的至少一個來設定所述規定值所述脈沖感應電壓的振蕩時間、所述脈沖感應電壓的A/D變換時間、以及作為切換所述通電模式的閾值而與所述脈沖感應電壓進行比較的基準電壓和所述脈沖感應電壓的大小關系。
全文摘要
本發明提供一種無刷電機的驅動裝置，將對三相無刷電機的兩相通電的通電模式基于非通電相上被感應的感應電壓來切換，當與無刷電機的操作量相應的PWM信號的占空比即目標占空比Dt小于能夠檢測感應電壓的占空比的下限即檢測臨界值Dlim時，根據PWM信號的周期來設定用于檢測感應電壓的檢測定時(1/N)，并將檢測定時中的PWM信號的占空比即檢測時占空比D1限制為Dlim。
文檔編號H02P6/06GK103023395SQ201210322309
公開日2013年4月3日 申請日期2012年9月4日 優先權日2011年9月20日
發明者岡本直樹, 羽野誠己 申請人:日立汽車系統株式會社