專利名稱：一種led燈泡用小型化高功率輸出、隔離式驅動電源的制作方法
技術領域：
本發明涉及一種LED燈泡用驅動電源，本發明提及的LED燈泡是指自帶 國際標準化燈頭(E27、 E26、 E14、 GUIO、 B22國際標準燈頭)并以LED為光 源的一體化整燈。
背景技術：
LED照明光源具有環保、節能、壽命長等優點，目前被視為二十一世紀 最具前景的照明光源。由于LED發光二極管本身特性決定了其驅動電源不能 象普通白熾燈那樣采用普通供電電源，以免電壓波動導致電流增大從而損壞 LED發光二極管，因而必須配備合適的驅動電源以充分滿足LED發光二極 管工作所需的驅動要求，最大限度的發揮LED發光二極管性能，減少故障率。
近年來，隨著LED照明技術發展，LED照明光源已開始取代傳統光源在 各種照明燈具中大量應用，對LED照明光源的要求越來越高，其中最突出的 就是要求體積盡可能小，功率盡可能大，當輸入電源為交流高電壓時，大多 數場合必須釆用隔離措施等。目前，在需要隔離的場合，普遍釆用PWM單 端反激或單端正激式恒流驅動電源來驅動LED發光二極管。其中，常規的 PWM單端反激式恒流驅動電源如圖1所示，輸入交流電壓經電容C1、電感 LI高頻濾波，橋式整流電路BD1、電容C2整流濾波后輸出高壓直流給芯片 IC1供電，并通過芯片IC1內部的電流源從1腳給電容C4充電，電容C4的 儲能作為芯片IC1的工作電源。芯片IC1產生震蕩，震蕩頻率由內部電路決 定，芯片IC1通過內置MOSFET從5腳輸出進行開關工作。當內置MOSFET 導通時，電源電流流過高頻變壓器Tl的初級繞組Nl,感應到次級繞組N2 的電壓相位4吏二極管D2處于反向偏置而沒有電流即沒有輸出。當內置 MOSFET關斷時，Nl電流為0,儲存在高頻變壓器T1磁芯中的能量通過磁 場耦合到次級繞組N2輸出(此時因N2電壓反向而使二極管D2處于正向導 通狀態)，N2電流在》茲芯中產生的》茲通方向與內置MOSFET導通時Nl中電 流在磁芯中產生的磁通方向相同，顯然，磁芯中磁通的方向始終沒有變化， 磁芯只工作于第I象限，如圖6所示。N2的輸出電壓經二極管D2整流、電 容C5濾波后為負載LED供電。LED電流流經電阻R4進行取樣，部分取樣 電流經電阻R3流經線性光耦IC2內部的LED，在LED的光照下，內部光敏 晶體管導通，其導通程度與流過LED的電流成正比。光敏晶體管的集電極連 接到芯片IC1的控制腳4以控制芯片IC1輸出的占空比，當負載LED電流增大時，流經線性光耦IC2內LED的電流也增加，光敏晶體管導通程度增加， 將芯片IC1的4腳電位下拉，芯片IC1輸出占空比減小，進而輸出到負載LED 的電流減小，達到恒流輸出的目的。
從上述電路模式中可以看出，流過高頻變壓器Tl初級繞組N1中的電流 為單向，從而使高頻變壓器Tl磁芯中的磁通量也是單方向變化，其磁通量 變化為0— +Om —0，即磁芯工作于第I象限，如圖6所示(說明優良 軟磁材料的剩余磁通量①r很小，趨于O,可忽略不計，圖中①(Bs,表示磁通 量，H表示磁場強度)，則高頻變壓器T1所能輸出的最大功率為
Po=FLOm2/2uS
式中Po表示高頻變壓器輸出的最大功率；F表示開關工作頻率；L表 示磁芯磁路長度；S表示磁芯截面積；ia表示磁芯磁導率；①m表示最大磁 通量，由于受磁芯材料本征特性Bs ( Os=Bs*S)的限制，必須滿足①m〈① s的要求。
在LED驅動電源中，由于變壓器尺寸占據了主要體積，因此，可以看出， 由于磁通量呈單方向變化，使變壓器沒有發揮出自身應有的最大輸出能力， 致使其體積的減小受到限制，即在相同的體積下不能輸出更大的功率。

發明內容
針對上述技術的不足，本發明提供了 一種LED燈泡用小型化高功率輸出、 隔離式驅動電源，目的旨在提高LED驅動電源中隔離變壓器利用率，在變壓 器體積相同的情況下，可輸出大一倍的功率；在輸出功率相同的情況下，其 體積可大大縮小，從而達到小型化、高功率輸出的目的。
為達到上述目的，本發明采用的技術方案是 一種LED燈泡用小型化高 功率輸出、隔離式驅動電源，具有一個與工頻交流電源相連的電源輸入端以 及一個與LED發光二極管組相連的恒流輸出端，所述電源輸入端與一個高壓 整流濾波電^各相連，輸出高壓直流信號，所述高壓直流信號與一個逆變電鴻^ 相連，輸出高壓高頻交流信號，該高壓高頻交流信號的電壓以正、反兩個方 向交變，并且與一個高頻變壓器的初級繞組相連，使高頻變壓器磁芯中的磁 通對應以正、反兩個方向交變，從高頻變壓器的次級繞組輸出高頻低壓交流 信號，所述高頻低壓交流信號與一個低壓整流濾波電路相連，輸出低壓直流 信號，該低壓直流信號通過線性恒流驅動電路或PWM開關恒流驅動電路經 所述恒流輸出端輸出低壓恒流電源。上述方案中，逆變電^各包括以下四種具體形式
(1) 逆變電路由半橋振蕩驅動控制電路和半橋驅動電路組成；
(2) 逆變電路為自激振蕩半橋驅動電路；
(3 )逆變電路由全橋振蕩驅動控制電路和全橋驅動電路組成； (4 )逆變電路由雙端推挽振蕩驅動控制電路和雙端推挽驅動電路組成。 本發明工作原理和效果在高壓市電經高壓整流濾波電路后，向后續電 路提供高壓直流電，高壓直流電經逆變電路后輸出高壓高頻交流電(頻率可 達20K 100K),該高壓高頻交流信號的電壓以正、反兩個方向交變，并且施 加于高頻變壓器的初級繞組，4吏高頻變壓器》茲芯中的^t通對應以正、反兩個 方向交變，即磁通量在+①m— -①m之間變化，磁芯工作于第I 、 m象限， 如圖7所示。在第I象限工作時，^磁通量變化為0— +Om —0,次級繞組 輸出交流正半周，其最大輸出功率為
P0l=FLOm2 /2uS
在第III象限工作時，磁通量變化為0— -Om —0,次級繞組輸出交流負 半周，其最大輸出功率為
Pom=FL (-Om) 2/2u S
則變壓器輸出的最大總功率為
P:Po一 Pom=2Po
由此可見，本發明是前述常規電源最大輸出功率的2倍。次級繞組輸出 的高頻安全電壓經低壓整流濾波電路后轉變為低壓直流電，該低壓直流電為 線性恒流驅動電路或PWM開關恒流驅動電路供電，該電路的恒定電流值設 定為負載LED所需的電流值并驅動LED發光。
采用本發明電路后，在輸入電壓的波動范圍內，仔細設計變壓器的輸出 電壓使之與負載LED所需的電壓不要形成太大的壓差，則線性恒流驅動電路 的損耗將不會大。此外，由于高頻變壓器磁芯無需氣隙，因而漏磁小、能量 損失也小，使整個系統的效率較高。由于變壓器體積減小，而低壓部分的大 多數元器件可以采用貼片安裝，所以，整個系統的體積也大為減小。本發明 在變壓器體積相同的情況下，相比現有技術可輸出大一倍的功率；同樣，在 輸出功率相同的情況下，其體積可大大縮小，從而達到電源小型化和高輸出 的目的。


附圖1為常規的PWM單端反激式恒流驅動電源電路附圖2為本發明采用半橋驅動的原理框附圖3為本發明采用自激振蕩半橋驅動的原理框附圖4為本發明采用全橋驅動的原理框附圖5為本發明采用雙端推挽驅動的原理框附圖6為常規的PWM單端控制電源中，高頻變壓器磁芯中的①-H變化 曲線附圖7為本發明電源中，高頻變壓器磁芯中的①-H變化曲線附圖8為按圖2半橋驅動原理實現的電路附圖9為按圖3自激振蕩半橋驅動原理實現的電路附圖IO為按圖4全橋驅動原理實現的電路附圖11為按圖5雙端推挽驅動原理實現的電路附圖12為PWM開關恒流驅動電路圖。
具體實施例方式
下面結合附圖及實施例對本發明作進一步描述
實施例一 一種LED燈泡用小型化高功率輸出、隔離式驅動電源
如圖2所示，該LED驅動電源具有一個與工頻交流電源相連的電源輸入 端以及一個與LED發光二極管組相連的恒流輸出端，電源輸入端與恒流輸出 端之間設有高壓整流濾波電路1 、半橋振蕩驅動控制電路2、半橋驅動電路3、 高頻變壓器4、低壓整流濾波電路5和線性恒流驅動電路6。
如圖8所示，電源輸入端與一個高壓整流濾波電^各1相連，高壓整流濾 波電路1由第一全橋整流電路BD1和第一電容C1組成，輸入的交流電經保 險管F1、濾波電感L1加于第一全橋整流電^各BD1的兩個輸入端，第一全橋 整流電路BD1的兩個輸出端之間連接第一電容C1并輸出高壓直流信號。該 高壓直流信號與一個逆變電路相連，輸出高壓高頻交流信號，這種高壓高頻 交流信號的電壓以正、反兩個方向交變，并且與一個高頻變壓器Tl的初級 繞組N1相連，使高頻變壓器T1磁芯中的磁通對應以正、反兩個方向交變， 從高頻變壓器Tl的次級繞組N2輸出高頻低壓交流信號，所述高頻低壓交流 信號與一個低壓整流濾波電路5相連，輸出低壓直流信號，該低壓直流信號 通過線性恒流驅動電路6輸出低壓恒流電源。
所述逆變電路由半橋振蕩驅動控制電路2和半橋驅動電路3組成，其中， 半橋振蕩驅動控制電路2由第一芯片IC1、第一電阻R1、第二電阻R2、第三電阻R3、第四電阻R4、第二電容C2、第三電容C3和第四電容C4組成。 第一芯片IC1為半橋震蕩驅動控制芯片，型號為IR2153 (D)，由美國國際 整流器公司制造。半橋驅動電路3由第一 MOS管Ql、第二 MOS管Q2和 第五電容C5組成。第一全橋整流電路BD1輸出的高壓直流信號具有正極和 負極，第一芯片IC1的1腳經第一電阻R1接正極，1腳同時經第二電容C2 接負極，2腳與3腳之間接第二電阻R2， 3腳與負極之間接第三電容C3， 4 腳接負極，5腳經第四電阻R4接第二 MOS管Q2的柵極，7腳經第三電阻 R3接第一MOS管Ql的柵極，8腳經第四電容C4與6腳相連，6腳同時連 接第一 MOS管Ql的源才及、第二 MOS管Q2的漏才及和高頻變壓器Tl初級繞 組N1的一端，初級繞組Nl的另一端經第五電容C5連接負極，第一MOS 管Ql的漏極接正極，第二MOS管Q2的源極連接負極。
所述低壓整流濾波電^各5由第二全纟喬整流電^各BD2和第六電容C6組成， 第二全橋整流電路BD2的兩個輸入端連接高頻變壓器Tl次級繞組N2的兩 端，第二全橋整流電路BD2的兩個輸出端之間連接第六電容C6并輸出所述 的低壓直流信號。
所述線性恒流驅動電路6由第二芯片IC2、第一三極管VT1、第五電阻 R5、第六電阻R6、第七電阻R7、第八電阻R8和第九電阻R9組成。第二芯 片IC2為LED驅動IC,型號為BCR450,由德國英飛凌公司制造。所述低壓 直流信號具有正極和負極，第二芯片IC2的6腳與正極相連，2腳和5腳均 與負^fe相連，3腳經第五電阻R5與正^1相連，1腳經第六電阻R6和第八電 阻R8串聯分壓電5^l妄負極，分壓電路的分壓點接第一三極管VT1的基極， 第一三極管VT1的發射極經第九電阻R9接負極，第二芯片IC2的4腳經第 七電阻R7接第一三極管VT1的發射極，低壓直流信號的正極和第一三極管 VT1的集電極作為所述恒流輸出端。
工作過程如圖8所示，輸入交流電經保險管Fl、濾波電感Ll加于第一 全橋整流電路BD1的兩個輸入端，經四個二極管組成的第一全橋整流電路 BD1整流、第一電容C1濾波后輸出高壓直流電，第一芯片IC1為半橋振蕩 驅動控制芯片，第一電阻R1給第二電容C2充電并經第一芯片IC1的l腳內 的穩壓管穩壓后給第一芯片IC1供電,第一芯片IC1產生振蕩，其振蕩頻率 由第二電阻R2和第三電容C3決定，第一芯片IC1的7腳和5腳輸出兩路互 為180。的開關信號。來自第一芯片IC1的開關信號分別經第三電阻R3、第 四電阻R4驅動第一 MOS管Ql 、第二 MOS管Q2輪流導通當第一 MOS管Ql導通且第二 MOS管Q2截止時，電源電流按箭頭A的方向流經高頻變 壓器Tl的初級繞組N1并向第五電容C5充電，同時從次級繞組N2輸出正 半周電壓；當第二MOS管Q2導通且第一MOS管Ql截止時，第五電容C5 儲能的放電電流按箭頭B的方向通過高頻變壓器Tl的初級繞組Nl放電， 同時從次級繞組N2輸出負半周電壓。從次級繞組N2輸出的高頻交變電壓加 到第二全橋整流電^各BD2的兩個輸入端，經第二全橋整流電路BD2整流、 第六電容C6濾波后輸出低壓直流電。在線性恒流驅動電路6中，第九電阻 R9設定輸出電流的恒定值，由第二芯片IC2的l腳輸出的控制信號經第六電 阻R6、第八電阻R8分壓后驅動第 一三極管VT1,負載LED連接到電源正 極和第 一三極管VT1集電極之間，由第 一三極管VT1輸出的恒定電流驅動 LED發光，LED電流的變化由第九電阻R9取樣并經第七電阻R7反饋到第 二芯片IC2的4腳進行調整，以達到恒流輸出的目的。 一
從以上工作原理可以看出，在半橋驅動電路3的驅動下，高頻變壓器T1 的初級線圈Nl中的電流以正、反兩個方向(交變)的模式進行工作，高頻 變壓器T1磁芯中的磁通以正、反兩個方向(交變)的模式進行變化，如圖7 所示，即磁芯工作在①一H坐標中的第I 、 III象限，①表示-茲通量，H表示 磁場強度，磁通在+O—-0)—+0之間變化，從而將取自電源的能量耦合到 次級線圈N2輸出安全的交變電壓，使高頻變壓器T1的利用率提高一倍。
本實施例中的線性恒流驅動電路6可以替換為下面描述的PWM開關恒流 馬區動電3各
如圖12所示，PWM開關恒流驅動電路由第五芯片IC5、續流二極管D2、 電感L2、第二十六電阻R26、第十六電容C16和第十七電容C17組成。第 五芯片IC5PWM開關恒流驅動芯片，型號為AMC7150,由臺灣廣鵬科技公 司制造。所述低壓直流信號的正極和負極，正極與負極之間連接第十六電容 C16,第五芯片IC5的1腳與正極相連，2腳經第二十六電阻R26與正才及相 連，3腳與負極相連，5腳經第十七電容C17與負極相連，4腳經續流二極管 D2與負極相連，電感L2的一端與第五芯片IC5的4腳相連，電感L2的另 一端和低壓直流信號的負極作為所述恒流輸出端。
工作過程來自前級低壓整流濾波電路5的低壓直流電給第五芯片IC5 供電，使第五芯片IC5產生震蕩，其頻率由第十七電容C17決定，第五芯片 IC5通過4腳輸出PWM開關電壓，當4腳輸出高電壓時，電流流過電感L2、 LED,使LED發光；當4腳輸出0電壓時，電感L2中的儲能以同方向電流方式繼續流過LED、續流二極管D2，使LED持續發光，完成一個周期。流 過LED電流的大小由第二十六電阻R26進行設置，第二十六電阻R26又是 取樣電阻，當LED電流過大時，第二十六電阻R26上取樣電壓升高，第五 芯片IC5將減小輸出開關電壓的占空比，LED電流下降，達到恒流輸出的目 的。
實施例二 一種LED燈泡用小型化高功率輸出、隔離式驅動電源
如圖3所示，該LED驅動電源具有一個與工頻交流電源相連的電源llT入 端以及一個與LED發光二極管組相連的恒流輸出端，電源輸入端與恒流輸出 端之間設有高壓整流濾波電路1、自激振蕩半橋驅動電路7、高頻變壓器4、 低壓整流濾波電路5和線性恒流驅動電路6。
如圖9所示，電源輸入端與一個高壓整流濾波電路1相連，高壓整流濾 波電路1由第一全橋整流電路BD1和第一電容C1組成，輸入的交流電經保 險管F1、濾波電感L1加于第一全橋整流電路BD1的兩個輸入端，第一全橋 整流電路BD1的兩個輸出端之間連接第一電容C1并輸出高壓直流信號。該 高壓直流信號與一個逆變電路相連，輸出高壓高頻交流信號，這種高壓高頻 交流信號的電壓以正、反兩個方向交變，并且與一個高頻變壓器Tl的初級 繞組N1相連，使高頻變壓器Tl磁芯中的磁通對應以正、反兩個方向交變， 從高頻變壓器Tl的次級繞組N2輸出高頻低壓交流信號，所述高頻低壓交流 信號與一個低壓整流濾波電路5相連，輸出低壓直流信號，該低壓直流信號 通過線性恒流驅動電路6輸出低壓恒流電源。
所述逆變電路為自激振蕩半橋驅動電路7，該電路由第二三極管VT2、第 三三極管VT3、脈沖反饋變壓器T2、雙向觸發二極管DB3、第一電阻R1、 第十電阻RIO、第十一電阻Rll、第十二電阻R12、第十三電阻R13、第二 電容C2、第七電容C7和第八電容C8組成，所述高壓直流信號具有正極和 負極，正極經第一電阻R1、第二電容C2串聯接負極構成回路，正極經第二 三極管VT2、第三三極管VT3串聯接負極構成回路(即正極第二三極管VT2 的集電極，第二三極管VT2的發射極接第三三極管VT3的集電極，第三三 極管VT3的發射極接負極)，第一電阻R1與第二電容C2的串聯點至第三三 極管VT3的基極之間連接雙向觸發二極管DB3,脈沖反饋變壓器T2的初級 繞組由線圈N3構成，次級繞組由線圈N4和線圈N5構成，脈沖反饋變壓器 T2初級繞組中的線圏N3 —端接第二三極管VT2的發射極和第三三極管VT3 的集電極，另一端接高頻變壓器Tl初級繞組Nl的一端；脈沖反饋變壓器電阻Rll接第二三極管VT2的基極，另一端接第二三極管VT2的發射極和第三三極管VT3的集電極；脈沖反饋變壓器T2次級繞組中的線圈N5 —端經第十二電阻R12接第三三極管VT3的基極，另一端接負極，所述線圈N3連接高頻變壓器T1初級繞組N1的一端、線圈N4連接第二三極管VT2發射極的一端以及線圈N5連接第三三極管VT3基極的一端這三者在脈沖反饋變壓器T2中為同名端，第二三極管VT2的基極與發射極之間接第十電阻RIO，第三三極管VT3的基極與發射極之間接第十三電阻R13，高頻變壓器T1初級繞組N1的另一端與正極之間連接第七電容C7，高頻變壓器Tl初級繞組N1的另一端與負極之間連接第八電容C8。
由于低壓整流濾波電路5和線性恒流驅動電路6與實施例一中記載內容完全相同，不再重4又，可參照實施例一中的相應部分。
工作過程如圖9所示，llT入交流電經保險管Fl、濾波電感L1加于第一全橋整流電路BD1的兩個輸入端，經四個二極管組成的第一全橋整流電路BD1整流、第一電容Cl濾波后輸出高壓直流電，第一電阻R1給第二電容C2充電到雙向觸發二極管DB3的觸發電壓時，雙向觸發二極管DB3輸出一脈沖信號到第三三極管VT3的基極，由第二三極管VT2、第三三極管VT3、脈沖反饋變壓器Tl等組成的電路產生振蕩，第二三極管VT2、第三三極管VT3 4侖流導通當第二三極管VT2導通且第三三極管VT3截止時，電源電流及第七電容C7的》t電電流共同按箭頭A的方向流過高頻變壓器Tl的初級繞組N1并向第八電容C8充電，同時乂人次級繞組N2輸出正半周電壓；當第三三極管VT3導通且第二三極管VT2截止時，流過第七電容C7的電源電流及第八電容C8的放電電流按箭頭B的方向流過高頻變壓器T1的初級繞組Nl,第七電容C7被充電，同時從次級繞組N2輸出負半周電壓。從次級繞組N2輸出的高頻交變電壓由后續的低壓整流濾波電路5和線性恒流驅動電路6進行處理，其工作原理與實施例一完全相同，不再重敘，可參照實施例一中的相應部分。
從以上工作原理可以看出，在自激振蕩半橋驅動電路7的驅動下，高頻變壓器Tl的初級線圈Nl中的電流以正、反兩個方向(交變)的才莫式進^^工作，高頻變壓器Tl磁芯中的磁通以正、反兩個方向(交變)的模式進行變化，如圖7所示，即磁芯工作在①一H坐標中的第I 、 III象限，①表示磁通量，H表示磁場強度，磁通在+O—-O—+0之間變化，從而將取自電源的能量耦合到次級線圈N2輸出安全的交變電壓，使高頻變壓器T1的利用率提高一倍。
本實施例中的線性恒流驅動電^各6可以替換為圖12所示的PWM開關恒流驅動電路。該電路與實施例一 中記載的PWM開關恒流驅動電路完全相同，不再重敘，可參照實施例一中的相應部分。
實施例三 一種LED燈泡用小型化高功率輸出、隔離式驅動電源
如圖4所示，該LED驅動電源具有一個與工頻交流電源相連的電源flr入端以及一個與LED發光二極管組相連的恒流輸出端，電源輸入端與恒流輸出端之間設有高壓整流濾波電路1、全橋振蕩驅動控制電路8、全橋驅動電路9、高頻變壓器4、低壓整流濾波電路5和線性恒流驅動電路6。
如圖10所示，電源輸入端與一個高壓整流濾波電^各1相連，高壓整流濾波電路1由第一全橋整流電路BD1和第一電容C1組成，輸入的交流電經保險管F1、濾波電感L1加于第一全橋整流電3各BD1的兩個輸入端，第一全橋整流電路BD1的兩個輸出端之間連接第一電容C1并輸出高壓直流信號。該高壓直流信號與一個逆變電^各相連，^T出高壓高頻交流信號，這種高壓高頻交流信號的電壓以正、反兩個方向交變，并且與一個高頻變壓器Tl的初級繞組相連，使高頻變壓器Tl石茲芯中的石茲通對應以正、反兩個方向交變，從高頻變壓器Tl的次級繞組輸出高頻低壓交流信號，所述高頻低壓交流信號與一個低壓整流濾波電路5相連，輸出低壓直流信號，該低壓直流信號通過線性恒流驅動電路6輸出低壓恒流電源。
所述逆變電路由全橋振蕩驅動控制電路8和全橋驅動電路9組成，其中，全橋振蕩驅動控制電路8由第三芯片IC3、第十四電阻R14、第十五電阻R15、第十六電阻R16、第十七電阻R17、第十八電阻R18、第九電容C9、第十電容CIO、第十一電容Cll和第十二電容C12組成。第三芯片IC3為全橋振蕩驅動控制芯片，型號為UBA2032T，由飛利浦半導體公司制造。全橋驅動電路9由第三MOS管Q3、第四MOS管Q4、第五MOS管Q5和第六MOS管Q6組成。第一全橋整流電路BD1輸出的高壓直流信號具有正極和負極，第三芯片IC3的5腳接正極，l腳、2腳、3腳、9腳、10腳和12腳均接負極，8腳連接7腳，7腳與負極之間連接第十電容C10, 7腳與11腳之間連接第十四電阻R14， 11腳與負才及之間連4妻第九電容C9。第三MOS管Q3、第四MOS管Q4、第五MOS管Q5和第六MOS管Q6連接成全橋，其中，正極接第三MOS管Q3的漏極和第五MOS管Q5的漏極，負極接第四MOS管Q4的源極和第六MOS管Q6的源極，第三MOS管Q3的源極和第四MOS管Q4的漏極連接高頻變壓器Tl初級繞組N1的一端，第五MOS管Q5的源極和第六MOS管Q6的漏極連接高頻變壓器Tl初級繞組N1的另一端，第三芯片IC3的24腳經第十五電阻R15連接第三MOS管Q3的沖冊極，20腳經第十六電阻Rl6連接第四MOS管Q4的柵極，13腳經第十八電阻Rl 8連接第五MOS管Q5的柵極，17腳經第十七電阻R17連接第六MOS管Q6的柵極，23腳經第十一電容Cll連接第三MOS管Q3的源極，22腳連接第三MOS管Q3的源極，14腳經第十二電容C12連接第五MOS管Q5的源極，15腳連接第五MOS管Q5的源極。
由于低壓整流濾波電路5和線性恒流驅動電路6與實施例一中記載內容完全相同，不再重^C,可參照實施例一中的相應部分。
工作過程如圖10所示，輸入交流電經保險管F1、濾波電感L1加于第一全橋整流電路BD1的兩個輸入端，經四個二極管組成的第一全橋整流電路BD1整流、第一電容C1濾波后輸出高壓直流電，第三芯片IC3為全橋振蕩驅動控制芯片，直流高壓直接給第三芯片IC3供電，使第三芯片IC3產生振蕩，其振蕩頻率由第十四電阻R14和第九電容C9決定，第三芯片IC3的24腳、17腳為一組，13腳、20腳為一組輸出兩組四路開關驅動信號，這兩組開關驅動信號互為180°。全橋驅動電路9由四個MOS管連接成全橋，其中第三MOS管Q3和第六MOS管Q6為一組，而第五MOS管Q5和第四MOS管Q4為另 一組，來自第三芯片IC3的開關驅動信號使兩組MOS管輪流導通當第一組第三MOS管Q3和第六MOS管Q6導通時電源電流按箭頭A的方向流經第三MOS管Q3、高頻變壓器Tl的初級繞組Nl、第六MOS管Q6,同時從次級繞組N2輸出正半周電壓；當第二組第五MOS管Q5和第四MOS管Q4導通時電源電流」接箭頭B的方向流經第五MOS管Q5、高頻變壓器Tl的初級繞組Nl 、第四MOS管Q4，同時乂人次級繞組N2輸出負半周電壓。從次級繞組N2輸出的高頻交變電壓由后續的低壓整流濾波電路5和線性恒流驅動電路6進行處理，其工作原理與實施例一完全相同，不再重敘，可參照實施例一中的相應部分。
從以上工作原理可以看出，在全橋驅動電^各9的驅動下，高頻變壓器T1的初級線圈Nl中的電流以正、反兩個方向(交變)的模式進行工作，高頻變壓器T1磁芯中的磁通以正、反兩個方向(交變)的模式進行變化，如圖7所示，即磁芯工作在①一H坐標中的第I 、 III象限，①表示磁通量，H表示磁場強度，磁通在+①—-①—+①之間變化，從而將取自電源的能量耦合到
次級線圈N2輸出安全的交變電壓，使高頻變壓器T1的利用率提高一倍。
本實施例中的線性恒流驅動電路6可以替換為圖12所示的PWM開關恒流驅動電路。該電路與實施例一中記載的PWM開關恒流驅動電路完全相同，不再重殺又，可參照實施例一中的相應部分。
實施例四 一種LED燈泡用小型化高功率輸出、隔離式驅動電源如圖5所示，該LED驅動電源具有一個與工頻交流電源相連的電源輸入端以及一個與LED發光二極管組相連的恒流輸出端，電源輸入端與恒流輸出端之間設有高壓整流濾波電路1、雙端推挽振蕩驅動控制電路10、雙端推挽驅動電路ll、高頻變壓器4、低壓整流濾波電路5和線性恒流驅動電路6。
如圖11所示，電源輸入端與一個高壓整流濾波電^各1相連，高壓整流濾波電路l由第一全橋整流電路BD1和第一電容C1組成，輸入的交流電經保險管F1、濾波電感L1加于第一全橋整流電路BD1的兩個輸入端，第一全橋整流電路BD1的兩個輸出端之間連接第一電容C1并輸出高壓直流信號。該高壓直流信號與一個逆變電路相連，輸出高壓高頻交流信號，這種高壓高頻交流信號的電壓以正、反兩個方向交變，并且與一個高頻變壓器Tl的初級繞組相連，使高頻變壓器Tl磁芯中的磁通對應以正、反兩個方向交變，從高頻變壓器Tl的次級繞組輸出高頻低壓交流信號，所述高頻低壓交流信號與一個低壓整流濾波電路5相連，輸出低壓直流信號，該低壓直流信號通過線性恒流驅動電3各6輸出低壓恒流電源。
所述逆變電路由雙端推挽振蕩驅動控制電路10和雙端推挽驅動電路11組成，其中，雙端推挽振蕩驅動控制電路10由第四芯片IC4、 二極管D1、第十九電阻R19、第二十電阻R20、第二十一電阻R21、第二十二電阻R22、第二十三電阻R23、第二十四電阻R24、第十三電容C13第十四電容C14和第十五電容C15組成。第四芯片IC4為推挽振蕩驅動控制芯片，型號為UCC3803,由美國德州儀器公司制造。雙端推挽驅動電路11由第七MOS管Q7、第八MOS管Q8和第二十五電阻R25組成。第一全橋整流電路BD1輸出的高壓直流信號具有正極和負極，第四芯片IC4的8腳與正極之間連接第二十二電阻R22, 8腳與負極之間連接第十五電容C15， 4腳與負極之間連接第十三電容C13， 5腳連接負4及，1腳與2腳之間連接第十九電阻R19， 2腳與負極之間連接第二十電阻R20， 3腳與負極之間連接第十四電容C14, 7腳經第二十三電阻R23連接第七MOS管Q7的柵極，6腳經第二十四電阻R24連接第八MOS管Q8的柵極，所述高頻變壓器Tl的初級繞組由線圏N6和線圈N7串聯構，次級繞組由線圈N8，線圈N6和線圈N7的串耳關點具有中心抽頭，該中心抽頭與正極連接，線圏N6連接在中心抽頭與第七MOS管Q7的漏極之間，線圈N7連接在中心抽頭與第八MOS管Q8的漏極之間，第七MOS管Q7的源極和第八MOS管Q8的源極均經第二十五電阻R25連接負極，第四芯片IC4的3腳與第八MOS管Q8的源極之間連接第二十一電阻R21,所述高頻變壓器Tl具有一個副繞組N9，副繞組N9的一端經二4 l管Dl連接第四芯片IC4的8腳，另一端接負極。
由于低壓整流濾波電路5和線性恒流驅動電路6與實施例一中記載內容完全相同，不再重敘，可參照實施例一中的相應部分。
工作過程如圖11所示，輸入交流電經保險管F1、濾波電感L1加于第一全橋整流電路BD1的兩個輸入端，經四個二極管組成的第 一全橋整流電路BD1整流、第一電容C1濾波后4命出高壓直流電，第四芯片IC4為推4免振蕩驅動控制芯片，高壓直流電通過第二十二電阻R22給第十五電容C15充電并為第四芯片IC4提供起動電流，使第四芯片IC4產生振蕩，其振蕩頻率由電容第十三電容C13決定， 一旦振蕩開始，便由高頻變壓器Tl的副繞組N9通過二極管Dl整流后給第四芯片IC4提供工作電流，第四芯片IC4的6腳、7腳輸出兩路互為180。的開關信號。來自第四芯片IC4的開關信號使第七MOS管Q7、第八MOS管Q8 4侖流導通當第七MOS管Q7導通且第八MOS管Q8截止時，電源電流從Tl初級繞組的中心抽頭流經線圈N6、第七MOS管Q7、第二十五電阻R25到負極，電流方向如箭頭A所示，同時從次級繞組N8輸出正半周電壓；當第八MOS管Q8導通且第七MOS管Q7截止時，電源電流從Tl初級繞組的中心抽頭流經線圈N7、第八MOS管Q8、第二十五電阻R25到負才及，電流方向如箭頭B所示，同時乂人次級繞組N8 l敘出負半周電壓。從次級繞組N8輸出的高頻交變電壓由后續的低壓整流濾波電路5和線性恒流驅動電路6進行處理，其工作原理與實施例一完全相同，不再重敘，可參照實施例一中的相應部分。
從以上工作原理可以看出，在雙端推挽驅動電3各11的驅動下，電流/人高頻變壓器Tl初級線圈的中心抽頭處交替流入兩邊的線圈N6和線圈N7，從而使高頻變壓器Tl磁芯中的磁通以正、反兩個方向(交變)的模式進行變化，如圖7所示，即磁芯工作在①一H坐標中的第I 、 III象限，①表示磁通量，H表示磁場強度，磁通在+O—+。之間變化，從而 取自電源的能
17量耦合到次級線圈N8輸出安全的交變電壓，使高頻變壓器Tl的利用率提高一倍。
本實施例中的線性恒流驅動電^各6可以替換為圖12所示的PWM開關恒流驅動電路。該電路與實施例一中記載的PWM開關恒流驅動電路完全相同，不再重#1，可參照實施例一中的相應部分。
上述實施例只為說明本發明的技術構思及特點，其目的在于讓熟悉此項技術的人士能夠了解本發明的內容并據以實施，并不能以此限制本發明的保護范圍。凡才艮據本發明精神實質所作的等效變化或修飾，都應涵蓋在本發明的保護范圍之內。
權利要求
1、一種LED燈泡用小型化高功率輸出、隔離式驅動電源，具有一個與工頻交流電源相連的電源輸入端以及一個與LED發光二極管組相連的恒流輸出端，所述電源輸入端與一個高壓整流濾波電路(1)相連，輸出高壓直流信號，其特征在于所述高壓直流信號與一個逆變電路相連，輸出高壓高頻交流信號，該高壓高頻交流信號的電壓以正、反兩個方向交變，并且與一個高頻變壓器(T1)的初級繞組(N1)相連，使高頻變壓器(T1)磁芯中的磁通對應以正、反兩個方向交變，從高頻變壓器(T1)的次級繞組(N2)輸出高頻低壓交流信號，所述高頻低壓交流信號與一個低壓整流濾波電路(5)相連，輸出低壓直流信號，該低壓直流信號通過線性恒流驅動電路(6)或PWM開關恒流驅動電路經所述恒流輸出端輸出低壓恒流電源。
2、 根據權利要求1所述的驅動電源，其特征在于所述逆變電路由半橋振 蕩驅動控制電路(2)和半橋驅動電路(3)組成，其中，半橋驅動電路(3) 主要由兩個開關管構成，半橋振蕩驅動控制電路(2)輸出兩路相互反相的開 關控制信號，即當一路開關控制信號為高電平時，另一路開關控制信號為低電 平，每路開關控制信號與一個開關管的控制端對應連接，兩個開關管相對高頻 變壓器(Tl)的初級繞組(Nl)連^妻成兩個電流方向相反的回^各。
3、 根據權利要求2所述的驅動電源，其特征在于所述半橋振蕩驅動控制 電路(2)主要由型號為IR2153 (D)的第一芯片(IC1 )、第二電阻(R2)和 第三電容(C3)組成，半橋驅動電路(3)由第一MOS管(Ql)、第二MOS 管(Q2)和第五電容(C5)組成，所述高壓直流信號具有正極和負極，第一 芯片(IC1)的1腳接正極，4腳接負極，2腳與3腳之間接第二電阻(R2), 3腳與負極之間接第三電容(C3)， 7腳接第一MOS管(Ql)的柵極，5腳接 第二MOS管(Q2)的柵極，6腳同時連接第一MOS管(Ql)的源極、第二 MOS管(Q2)的漏^l和高頻變壓器(Tl)初級繞組(Nl)的一端，初級繞組(Nl)的另一端經第五電容(C5)連接負極，第一 MOS管(Ql)的漏極接 正極，第二MOS管(Q2)的源極連接負極。
4、 根據權利要求1所述的驅動電源，其特征在于所述逆變電路為自激振 蕩半橋驅動電路(7)，該電路主要由第二三極管(VT2)、第三三極管(VT3)、 脈沖反饋變壓器(T2)、雙向觸發二極管(DB3)、第一電阻(Rl)、第二電容(C2)、第七電容(C7)和第八電容(C8)組成，所述高壓直流信號具有正極 和負極，正極經第一電阻(R1)、第二電容(C2)串聯接負極構成回路，正極 經第二三極管(VT2)、第三三極管(VT3)串聯接負極構成回路，第一電阻(Rl)與第二電容(C2)的串聯點至第三三極管(VT3)的基極之間連接雙 向觸發二極管(DB3),脈沖反饋變壓器(T2)的初級繞組由線圈(N3)構成， 次級繞組由線圈(N4)和線圏(N5)構成，脈沖反饋變壓器(T2)初級繞組 中的線圈(N3) —端接第二三極管(VT2)的發射極和第三三極管(VT3)的 集電極，另一端接高頻變壓器(Tl)初級繞組(Nl)的一端；脈沖反饋變壓 器(T2)次級繞組中的線圈(N4) —端接第二三極管(VT2)的基極，另一 端接第二三極管(VT2)的發射極和第三三極管(VT3)的集電極；脈沖反饋 變壓器(T2)次級繞組中的線圈(N5) —端接第三三極管(VT3)的基極， 另一端接負極，所述線圈(N3)連接高頻變壓器(Tl)初級繞組(Nl)的一 端、線圈(N4)連接第二三極管(VT2)發射極的一端以及線圈(N5)連接 第三三極管(VT3)基極的一端這三者在脈沖反饋變壓器(T2)中為同名端， 高頻變壓器(Tl)初級繞組(Nl)的另一端與正極之間連接第七電容(C7)， 高頻變壓器(Tl)初級繞組(Nl)的另一端與負極之間連接第八電容(C8)。
5、 根據權利要求1所述的驅動電源，其特征在于所述逆變電路由全橋振 蕩驅動控制電路(8)和全橋驅動電路(9)組成，其中，全橋驅動電路(9) 主要由四個開關管構成，全橋振蕩驅動控制電路(8)輸出四路兩兩同步的開 關控制信號，其中兩路同步的開關控制信號與另兩路同步的開關控制信號反 相，即當兩路同步的開關控制信號為高電平時，另兩路同步的開關控制信號為 低電平，每i 各開關控制信號與一個開關管的控制端對應連接，四個開關管相對 高頻變壓器(Tl)的初級繞組(Nl)連接成兩個電流方向相反的回路。
6、 根據權利要求5所述的驅動電源，其特征在于所述全橋振蕩驅動控制 電路(8)主要由型號為UBA2032T的第三芯片(IC3)、第十四電阻(R14)、 第九電容(C9)和第十電容(C10)組成，全橋驅動電路(9)由第三MOS管(Q3 )、第四MOS管(Q4 )、第五MOS管(Q5 )和第六MOS管(Q6 )組成， 所述高壓直流信號具有正極和負極，第三芯片(IC3)的5腳接正極，l腳、2 腳、3腳、9腳、10腳和12腳均接負極，8腳連接7腳，7腳與負極之間連接 第十電容(CIO)， 7腳與ll腳之間連接第十四電阻(R14)， ll腳與負極之間 連接第九電容(C9),第三MOS管(Q3)、第四MOS管(Q4)、第五MOS 管(Q5 )和第六MOS管(Q6 )連接成全橋，其中，正招—接第三MOS管(Q3 ) 的漏極和第五MOS管(Q5)的漏極，負極接第四MOS管(Q4)的源極和第 六MOS管(Q6)的源極，第三MOS管(Q3)的源極和第四MOS管(Q4) 的漏極連"l妻高頻變壓器(Tl)初級繞組(Nl)的一端，第五MOS管(Q5)的源極和第六MOS管(Q6)的漏極連接高頻變壓器(Tl)初級繞組(Nl) 的另一端，第三芯片(IC3)的24腳連接第三MOS管(Q3)的柵極，20腳 連接第四MOS管(Q4)的柵極，13腳連接第五MOS管(Q5 )的柵極，17 腳連接第六MOS管(Q6)的柵極。
7、 根據權利要求1所述的驅動電源，其特征在于所述逆變電路由雙端推 挽振蕩驅動控制電路(10)和雙端推挽驅動電路(11 )組成，其中，雙端推挽 驅動電路(11 )主要由兩個開關管構成，雙端推挽振蕩驅動控制電路(10)輸 出兩路相互反相的開關控制信號，即當一路開關控制信號為高電平時，另一路 開關控制信號為低電平，每路開關控制信號與一個開關管的控制端對應連接， 兩個開關管相對高頻變壓器(Tl)的初級繞組(Nl)連接成兩個電流方向相 反的回^各。
8、 根據權利要求7所述的驅動電源，其特征在于所述雙端推挽振蕩驅動 控制電路(10)主要由型號為UCC3803的第四芯片(IC4)、 二極管(Dl)、 第二十二電阻(R22)、第十三電容(C13)和第十五電容(C15)組成，雙端 推挽驅動電路(11)主要由第七MOS管(Q7)和第八MOS管(Q8)組成， 所述高壓直流信號具有正極和負極，第四芯片(IC4)的8腳與正極之間連接 第二十二電阻(R22)， 8腳與負極之間連接第十五電容(C15), 4腳與負極之 間連接第十三電容(C13)， 5腳連接負極，7腳連接第七MOS管(Q7)的柵 極，6腳連接第八MOS管(Q8)的柵極，所述高頻變壓器(Tl)的初級繞組 由線圈(N6)和線圈(N7)串聯構，次級繞組由線圈(N8),線圈(N6)和 線圈(N7)的串聯點具有中心抽頭，該中心抽頭與正極連接，線圈(N6)連 接在中心抽頭與第七MOS管(Q7)的漏極之間，線圈(N7)連接在中心抽 頭與第八MOS管(Q8)的漏極之間，第七MOS管(Q7)的源極和第八MOS 管(Q8)的源極均連接負極，所述高頻變壓器(Tl)具有一個副繞組(N9), 副繞組(N9)的一端經二極管(Dl)連接第四芯片(IC4)的8腳，另一端接 負極。
9、 根據權利要求l、 2、 4、 5和7之一所述的驅動電源，其特征在于所 述低壓整流濾波電路(5)由第二全橋整流電路(BD2)和第六電容(C6)組 成，第二全橋整流電路(BD2)的兩個輸入端連接高頻變壓器(Tl )次級繞組(N2)的兩端，第二全橋整流電路(BD2)的兩個輸出端之間連接第六電容 (C6)并輸出所述的低壓直流信號。
10、 根據權利要求l、 2、 4、 5和7之一所述的驅動電源，其特征在于所述線性恒流驅動電路(6)主要由型號為BCR450的第二芯片(IC2)、第一三 極管(VT1)、第六電阻(R6)、第八電阻(R8)和第九電阻(R9)組成，所 述低壓直流信號具有正極和負極，第二芯片(IC2)的6腳與正極相連，2腳 和5腳均與負極相連，1腳經第六電阻(R6)和第八電阻(R8)串聯分壓電路 接負極，分壓電路的分壓點接第一三極管(VT1 )的基極，第一三極管(VT1 ) 的發射極經第九電阻(R9)接負極，第二芯片(IC2)的4腳接第一三極管(VT1 ) 的發射極，低壓直流信號的正極和第一三極管(VT1)的集電極作為所述恒流 輸出端。
11、根據權利要求l、 2、 4、 5和7之一所述的驅動電源，其特征在于所 述PWM開關恒流驅動電路由型號為AMC7150的第五芯片(IC5 )、續流二極 管(D2)、電感(L2)、第二十六電阻(R26)、第十六電容(C16)和第十七 電容(C17 )組成，所述低壓直流信號的正極和負極，正極與負極之間連接第 十六電容(C16)，第五芯片(IC5)的1腳與正極相連，2腳經第二十六電阻 (R26)與正極相連，3腳與負極相連，5腳經第十七電容(C17)與負極相連， 4腳經續流二極管(D2)與負極相連，電感(L2)的一端與第五芯片(IC5)的4腳相連，電感(L2)的另一端和低壓直流信號的負極作為所述恒流輸出二山 ^而。
全文摘要
一種LED燈泡用小型化高功率輸出、隔離式驅動電源，電源輸入端與高壓整流濾波電路(1)相連輸出高壓直流信號，其特征在于高壓直流信號與逆變電路相連輸出高壓高頻交流信號，該信號的電壓以正、反兩個方向交變，并施加于高頻變壓器(T1)的初級繞組(N1)，使磁芯中的磁通以正、反兩個方向交變，從次級繞組(N2)輸出高頻低壓交流信號，高頻低壓交流信號經低壓整流濾波電路(5)輸出低壓直流信號，該低壓直流信號通過線性恒流驅動電路(6)或PWM開關恒流驅動電路輸出低壓恒流電源驅動LED發光。由于本發明高頻變壓器磁芯工作于第I、III象限，與現有技術相比在變壓器體積相同的情況下，可輸出大一倍的功率；同樣，在輸出功率相同的情況下，其體積可大大縮小，從而達到了電源小型化和高輸出的目的。
文檔編號H02M7/08GK101674697SQ20091018268
公開日2010年3月17日 申請日期2009年9月18日 優先權日2009年9月18日
發明者唐克毅, 群 陸 申請人:群 陸