專利名稱：Dc－dc變換器的制作方法
技術領域：
本發明涉及將電池等直流電壓作為輸入，供給負載控制的直流電壓DC-DC變換器，尤其涉及能以輸入極性和輸出極性相同的輸入輸出同相方式能升壓和降壓的DC-DC變換器。
背景技術：
作為將電池等直流電壓作為輸入，將以輸入輸出同相方式能升壓或降壓的直流電壓供給負載的DC-DC變換器，有如日本特公昭58-40913號公報所揭示的。圖13為該日本特公昭58-40913號公報所示的DC-DC變換器電路圖，圖14(a)至(d)表示其動作的波形圖。
在圖13所示的DC-DC變換器中，直流電壓E1的輸入直流電源1的正極1A通過第1的開關2，連接第1二極管3的負極。二極管3的陽極連接輸入直流電源1的負極1B。二極管3的陰極通過電感4連接第2開關5的一方端子。第2開關5的另一方端子連接負極1B。開關2及5為半導體開關等，能高速開關控制的開關。第2二極管6的陽極連接電感4和開關5的連接點，陰極通過輸出電容7連接負極1B。輸出電容7上并聯連接負載8，輸出電容7兩端間的電壓作為輸出電流電壓。加在負載8上。如圖14(a)及(b)所示，第1開關2及第2開關5以相同開關周期T開關動作。分別用δ1，δ2表示開關2及開關5在各自的1個開關周期T中導通時間的比例即時間比，如圖中所示，使時間比δ1大于時間比δ2。以百分比表示時間比就成為占空比。為便于說明，將二極管3及6導通狀態正向電壓降忽略不計。
輸入直流電源插座的電壓Ei和開關2及開關5一起導通加在電感4上。這一施加時間如圖14(b)所示；為δ2·T。這時，電流從輸入直流電源1開始流入電感4，積聚磁能。然后，開關5一斷開，如圖14(d)所示；二極管6導通，電感4上被加上輸入直流電壓Ei和輸出直流電壓Eo。施加時間為(δ1-δ2)·T，這一施加時間中，電流經電感4從輸入直流電源1流向輸出電容7。再有，開關2一斷開則如圖14(c)所示；二極管3導通，電感4上反向加上輸出直流電壓Eo，施加時間為(1-δ1)·T。該施加時間中，電流從電感4流向輸出電容7，所積聚的磁能被釋放。
通過如此般磁能的反復積聚、釋放，從輸出電容7向負載8供給電能。電感4的磁能的積聚釋放為均衡的穩定動作狀態，從其電壓時間乘積的和為零開始，式(1)成立Ei·δ2·T+(Ei-Eo)(δ1·δ2)T＝Eo(1-δ1)T(1)式(1)整理后得到式(2)Eo=δ11-δ2·Ei----(2)]]>式(2)表示變換特性，δ2＝0時，如式(3)所示；作為降壓變換器動作。Eo＝δ1·Ei (3)δ1＝1時，變成如式(4)所示，作為升壓變換器動作。Eo=11-δ2·Ei----(4)]]>通過控制使開關2和開關5的時間比變化，式(2)的δ1/(1-δ2)的值可以從0設定至無限大。即該DC-DC變換器理論上可以作為任意的輸入直流電壓Ei得到任意的輸出直流電壓Eo的升降壓變換器動作。作為控制兩個開關時間比的DC-DC變換器的一例示于美國專利第4395675號。
圖15為包括開關2及開關5時間比的控制部9在內的人們早就熟悉的DC-DC變換器的電路示例，圖16為其各部分的波形圖。
在圖15中，控制部9的誤差放大電路20具有基準電壓源200，檢測輸出直流電壓Eo的串聯連接的電阻201和電阻202。還有基準電壓源200的基準電壓Er，和輸入用電阻201和電阻202分壓的檢測電壓Ed的誤差放大器203。誤差放大器203的輸入輸出間連接相位補償電容204，輸出端輸出誤差電壓Ve。振蕩電路11輸出以規定周期反復增減的鋸齒形波電壓Vt。鋸齒形波電壓Vt的周期為T，振幅為ΔVt，為直線上升急劇下降的波形。脈寬控制電路12具有在誤差電壓Ve上加上規定偏置電壓Vos的加法器120，將加法器120的輸出(Ve+Vos)和鋸齒形波電壓Vt比較的第1比較器121，及誤差電壓Ve和鋸齒形波Vt比較的第2比較器122。比較器121的輸出為開關第1開關2的第1驅動信號Vd1，比較器122的輸出為開關第2開關5的第2驅動信號Vd2。
圖16(a)的波形圖表示鋸齒形波電壓Vt，誤差電壓Ve及加法器120的輸出電壓(Ve+Vos)。圖16(b)及(c)分別表示第1驅動信號Vd1及第2驅動信號Vd2。圖16(a)波形圖左端的范圍A處鋸齒形波電壓Vt大于誤差電壓Ve，鋸齒形波Vt和輸出電壓(Ve+Vos)的波形交叉。在中央部范圍B，鋸齒形波電壓Vt的波形和誤差電壓Ve的波形交叉。另外，在右端的范圍C，鋸齒形波Vt大小輸出電壓(Ve+Vos)。
以下，參照圖16(a)至(c)，說明圖15所示控制部9的動作。誤差放大電路20的誤差電壓Ve當輸出直流電壓Eo的電阻201和電阻202的檢測電壓Ed一高于基準電壓源200的基準電壓Er就降低，一低于就上升。即輸入直流電壓Ei一變高，負載8就變輕若要輸出直流電壓Eo上升則誤差電壓Ve就降低。反之，輸入直流電壓Ei一降低，負載8就變重若要輸出直流電壓Eo下逢，則誤差電壓Ve就上升。
首先，輸入直流電壓Ei升高，如圖16(a)的范圍A，鋸齒形波電壓Vt大于誤差電壓Ve時，驅動信號Vd2為正常邏輯電平L的信號(以下將邏輯電平L的信號僅記作“L”)，開關5保持斷開狀態，因此，開關5的時間比δ2為零(δ2＝0)。開關2由驅動信號Vd1開關，其時間比δ1為誤差電壓Ve越低則越小。這時，DC-DC變換器的輸入電壓Ei和輸出電壓Eo的關系用式(3)表示，DC-DC變換器作降壓變換器動作。
以下，在輸入直流電壓Ei和輸出直流電壓Eo的差變小，鋸齒形波Vt，誤差電壓Ve及加法器120的輸出電壓(Ve+Vos)和圖16(a)的范圍B那樣交叉時，開關2據驅動信號Vd1作開關動作，開關5據驅動信號Vd2作開關動作。時間比δ1及時間比δ2為誤差電壓Ve越降低則越小。這時，DC-DC變換器的輸入電壓Ei和輸出電壓Eo的關系能用式(2)表示，DC-DC變換器作為升壓降壓變換器動作。
輸入直流電壓Ei降低，鋸齒形波電壓Vt如圖16(a)的范圍C那樣，在小于輸出(Ve+Vos)時，驅動信號Vd1正常邏輯電平H的信號(以下將邏輯電平H的信號僅記作“H”)，開關2保持閉合狀態。因此，開關2的時間比δ1為1(δ1＝1)。另一方面，開關5的時間比δ2為誤差電壓Ve越是上升則越大。這時，DC-DC變換器的輸入電壓Ei和輸出電壓Eo的關系用式(4)表示，DC-DC變換器升壓變換器動作。
能升壓和降壓的DC-DC變換器因輸出直流電壓的設定自由度大，有時，要根據負載的狀況適當改變輸出直流電壓的設定值。這時，基準電壓源200的基準電壓Er根據來自負載8的信號而改變。在該變更時，輸出直流電壓Eo理想的為根據基準電壓Er的變化而變化的速度即“響應速度”快的變換器。上述以往的DC-DC變換器中，響應速度依附于誤差放大器203輸出的誤差信號Ve的變化速度。DC-DC變換器的控制系統中為確保穩定性，例如在誤差放大器203輸入輸出間接相位補償電容204。由于相位補償電容204的連接，誤差放大器203的響應速度變慢，其截止頻率通常為開關頻率的幾十分之一。開關頻率通常在幾十～幾百KHz的范圍。由此，DC-DC變換器的響應時間，在基準電壓階躍變化時，要幾百微秒。幾百微秒的響應時間在將DC-DC變換器用于各種電子裝置上談不上是十分短的。存在著不能充分對各種電子裝置負載變動的問題。

發明內容
本發明為解決上述問題，其目的在于提供一種能使響應速度提高的升降壓DC-DC變換器。
本發明涉及的DC-DC變換器控制輸出直流電壓，使得對直流輸入的電壓升壓或降壓后等于規定的輸出設定電壓。這種DC-DC變換器，包括使輸入端輸入的直流電流斷續的開關部，由前述開關部斷續的電流反復積聚和釋放電磁能的電感，將前述電感的輸出端產生的電壓整流濾波后所得輸出直流電壓與規定基準電壓比較輸出誤差電壓的誤差放大電路，以及根據前述誤差電壓控制前述開關部斷續狀態的脈寬控制電路。前述DC-DC變換器還包括輸入端和輸出端間連接的充電用開關，將比前述輸出設定電壓低的第1電壓和前述輸出直流電壓比較，得到比較結果并輸出的第1比較電路，將比前述輸入直流電壓低的第2電壓和前述輸出直流電壓比較，得到比較結果并輸出的第2比較電路，以及輸入前述第1比較電路的輸出及前述第2比較電路的輸出，在前述輸出直流電壓比前述第1電壓及前述第2電壓低時使前述充電用開關為閉合狀態的驅動電路。
采用本發明設置連接DC-DC變換器輸入端和輸出端間的充電用開關。在控制部設定比輸出設定電壓僅低規定電壓的第1電壓及比輸入直流電壓僅低規定電壓的第2電壓，輸出直流電壓低于第1電壓及第2電壓時，前述充電用開關為合上狀態。由此，能取得在因外部原因輸出直流電壓低于輸出設定電壓時，輸出直流電壓上升到達輸出設定電壓的響應速度能大大加快的效果。
本發明涉及的DC-DC變換器具有輸入前述第1比較電路的輸出，前述輸出直流電壓比前述第1電壓低時，前述脈控制電路以最大的占空比使前述誤差電壓變化從而開關前述開關部的電壓施加部。
輸出設定電壓高于輸入直流電壓時，輸出直流電壓低于第1電壓時，以最大輸出使DC-DC變換器動作。充電開關斷開后達到第1電壓為止，繼續動作使得作出最大的輸出。由此能取得更進一步縮短響應時間的效果。
本發明涉及的DC-DC變換器為前述驅動電路具有對前述充電用開關的ON時間設定規定的最大值的第1最大ON時間設定電路。
通過對充電用開關的ON時間最大值設置極限值，從而具有保護功能，即使在負載短路時充電用開關合上也不會損壞開關。
本發明的其它形態的DC-DC變換器為了變換加在輸入端上的輸入直流電壓，以輸出端輸出所要的輸出直流電壓，具有開關前述輸入端和前述輸出端之間的開關，及設定比前述輸出直流電壓的希望值即輸出設定電壓低的第1電壓，及比前述輸入電壓低的第2電壓，在前述輸出直流電壓低于前述第1電壓及第2電壓時，使前述開關閉合的控制部。
采用本發明，則在輸出端的輸出直流電壓降低低于第1，第2電壓時，通過使DC-DC變換器輸入端和輸出端間連接的開關成合上狀態，從而輸入端向輸出端直接供給電流，能使輸出端電壓急速上升。
本發明的其它形態的DC-DC變換器，為了變換加在輸入端上的輸入直流電壓從輸出端輸出所要的輸出直流電壓，具有開閉前述輸入端和前述輸出端之間的開關，及設定比前述輸出直流電壓的希望值即輸出設定電壓低的第1電壓，及前述輸入電壓低的第2電壓，在前述輸出直流電壓低于前述第1電壓及第2電壓時，使前述開關關閉的控制部。前述DC-DC變換器輸出端的兩極間連接放電用開關，前述輸出直流電壓在高于設定成比前述輸出設定電壓高的第3電壓時，前述放電用開關為合上狀態。
本發明的DC-DC變換器中，設置僅比輸出設定電壓高出規定電壓的第3電壓，輸出直流電壓比第3電壓高時，使放電用開關為合上狀態。由此，在因某種原因輸出直流電壓高于輸出設定電壓時，能取得大大加速輸出直流電壓到達輸出設定電壓的響應速度的效果。
另外的特征為設置能最大限度地限制前述放電用開關的ON時間。
通過對放電用開關ON時間，設置最大限度，能夠保護開關在輸出異常上升時即使放電用開關合上也不會損壞。
本發明的其它形態的DC-DC變換器，包括斷續輸入端輸入電流的開關部，根據前述開關部的電流的斷續，積聚、釋放電磁能的電感，由前述電感的電磁的積聚、釋放而得的電流來充電，在輸出端輸出直流電壓的電容。該DC-DC變換器具有將前述輸出直流電壓與規定基準電壓比較，輸出誤差電壓的誤差放大電路，將規定占空比的脈沖信號加在前述開關部上之同時，根據前述誤差電壓控制前述占空比使得前述輸出直流電壓成為所要的電壓的脈寬控制電路，將前述輸出直流電壓和規定的基準電壓比較前述輸出直流電壓高于前述所要的電壓時，輸出比較結果信號的比較電路，以及根據前述比較電路的比較結果信號驅動，使前述電容的電荷放電的放電用開關。
采用本發明，則通過在輸出端的輸出直流電壓高于希望電壓時，驅動放電用開關，從而前述電容的電荷能放電，使輸出直流電壓急速下降。


圖1表示本發明第1實施例的DC-DC變換器的電路圖。
圖2(a)到圖2(c)表示本發明第1實施例的DC-DC變換器的控制部各部分動作的波形圖。
圖3(a)到圖3(d)表示本發明第1實施例中，基準電壓Er上升時DC-DC變換器各部分動作的波形圖。
圖4(a)到圖4(d)表示本發明第1實施例中，基準電壓Er大幅上升時各部動作波形圖。
圖5表示本發明的第2實施例的DC-DC變換器電路圖。
圖6(a)到圖6(e)表示本發明第2實施例的DC-DC變換器各部動作的波形圖。
圖7表示本發明第3實施例的DC-DC變換器電路圖。
圖8(a)到圖8(e)表示本發明第3實施例的DC-DC變換器各部動作波形圖。
圖9表示本發明第4實施例的DC-DC變換器的電路圖。
圖10(a)到圖10(d)表示本發明第4實施例的DC-DC變換器各部動作波形圖。
圖11表示本發明第5實施例的DC-DC變換器電路圖。
圖12(a)到圖12(e)表示本發明第5實施例的DC-DC變換器各部動作的波形圖。
圖13表示以往的DC-DC變換器的基本電路圖。
圖14(a)到圖14(d)表示圖13的DC-DC變換器動作的波形圖。
圖15表示以往的DC-DC變換器的電路圖。
圖16(a)到圖16(c)表示圖15的DC-DC變換器的控制部各部動作的波形圖。
具體實施例方式
參照圖1到圖12(e)，說明本發明適宜的實施例的DC-DC變換器。
<第1實施例>
參照圖1到圖4d說明本發明第1實施例的DC-DC變換器。
圖1為本發明第1實施例的DC-DC變換器電路圖。圖1中，直流電壓Ei的輸入直流電源1的正極1A，通過第1開關2連接第1二極管3的負極。二極管3的正極連接電路接地G即直流電源1的負極。二極管3的負極，通過電感4連接第2開關5的一端，開關5的另一端連接電路接地G。開關2及5例如為半導體開關，由從控制部9施加的各個驅動信號Vd1，Vd2作開閉控制。電感4和開關5的連接點連接第2二極管6的正極，二極管6的正極通過輸出電容7連接電路接地G。輸出電容7正極側輸出端子50和電路接地G之間接負載8，電容7兩端子間輸出直流電壓Eo加在負載8上。輸出直流電壓Eo輸入控制部9的誤差放大電路10。
在誤差放大電路10，輸出端子50和電路接地G之間，電阻101，102，103以上述次序串聯連接。電阻102和103的連接點接放大器104的反相輸入端，施加連接點的電壓Ed2。誤差放大器104的同相輸入端加上電壓可變型的基準電壓源100的正的基準電壓Er。誤差放大器104輸出誤差電壓Ve。
基準電壓源100的基準電壓Er在較輸入直流電壓Ei低的范圍內根據來自設在負載8上的控制部(圖中未示出)的控制信號來控制并變化。基準電壓Er的控制除了負載8上所設的控制部以外，例如也可用外部電路等來進行。誤差放大器104的反相輸入端和輸出端之間連接相位補償電容105。通過該相位補償電容105的連接，誤差放大器104的響應速度變成和圖15的誤差放大電路203的響應速度相同的程度。
誤差放大器104的輸出端連接脈寬控制電路12內比較器122的反相輸入端，加上誤差電壓Ve。另外，誤差放大電路104的輸出端通過加法器120也接比較器121的反相輸入端。加法器120在誤差放大器104輸出的誤差電壓Ve上加上規定的偏置電壓Vos，相加結果的電壓(Ve+Vos)加在比較器121的反相輸入端上。比較器121，122的各個同相輸入端上連接振蕩電路11的輸出端。振蕩電路11輸出電平以周期T直線上升，一達到一定的電平就急速下降，就這樣反復變化，振幅ΔVt的鋸齒波電壓Vt。比較器121輸出的第1驅動信號Vd1加在開關2上，控制開關2的開閉。比較器122輸出的第2驅動信號Vd2加在開關5上，控制開關5的開閉。
由誤差放大電路10內的電阻101，102及103分壓的檢測電壓Ed1分別加在響應高速化電路13內第1比較電路即比較器130和第2比較電路即比較器133的同相輸入端上。比較器130的反相輸入端上被施加基準電壓源100的基準電壓Er。響應高速化電路13為本實施例特有的電路，如以下將要詳述那樣，據此DC-DC變換器響應速度能提高。
比較器133的反相輸入端通過電阻131連接輸入直流電源1的正極1A，同時，通過電阻132接電路接地G。用Ec1表示比較器133的反相輸入端電壓。比較器130及133各輸出端分別連接NOR電路134的2的輸入端。NOR電路134的輸出端連接開關135的控制輸入端。
在輸出端子50和輸入直流電源1的正極1A之間通過電阻136連接前述開關135。開關135為由NOR電路134的輸出Vd13開閉的半導體開關等。開關135如以后就說明，在閉合時，直流輸入電源1的正極1A和輸出端子50連接。由此，輸出直流電壓Eo低于輸入直流電壓Ei時通過直流輸入電源1的電流對電容7充電。另外，以后將開關135稱為充電開關。
以下，參照圖2及圖3，說明本實施例的DC-DC變換器的動作。
在本實施例的動作說明中，所用的技術用語說明于下。
輸出直流電壓Eo為輸出端子50的電壓。
輸出設定電壓Eset為輸出直流電壓Eo的目標值，作為負載8所要的電壓值，由負載8內的設定電路(圖中未示出)，例如包括存儲器及基準電源在內的電壓設定電路來設定，基準電壓源100的基準電壓Er可由負載8內的控制部(圖中未示出)來變更。在負載8內，輸出設定電壓Eset和基準電壓Er持有規定的對應關系預先設定成表格等。與所要的輸出設定電壓Eset對應的基準電壓Er做成在基準電壓源100上設定。
脈寬控制電路12從振蕩電路11的鋸齒波信號Vt生成驅動信號Vd1及Vd2，分別加在開關2及5上。
利用脈寬控制電路12的驅動信號Vd1，Vd2，開關2和開關5一旦同時閉合(以下，稱為ON)，則輸入直流電壓Ei加在電感4上，電感4中積聚磁能。此后，開關5一OFF，二極管6就ON，電流從輸入直流電源1經電感4流向輸出電容7。再有，開關2一OFF，二極管3就ON，電流從電感4流入電容7，釋放積聚的電磁能。二極管3，電感4及二極管6串聯連接，因為二極管3和二極管6一起ON，所以電感4的電壓加在輸出電容7上。
在誤差放大電路10上，電阻102，103連接點檢測電壓Ed2和基準電壓Er相等時，輸出直流電壓Eo等于輸出設定電壓Eset，輸出設定電壓Eset為輸出直流電壓Eo的目標值，決定基準電壓Er，使得輸出直流電壓Eo變成輸出設定電壓Eset。
將電阻101和電阻102的連接點檢測電壓Ed1和基準電壓Er相等時的輸出直流電壓Eo稱為第1電壓E1。第1電壓E1低于檢測電壓Ed2和基準電壓Er相等時的輸出直流電壓Eo即輸出設定電壓Eset。比較器130將基準電壓Er和檢測電壓Ed1比較。在檢測電壓Ed1高于基準電壓Er時輸出邏輯電平H信號(以下，將邏輯電平H信號僅記作“H”)。其結果為比較器130間接地將輸出直流電壓Eo和第1電壓E1作比較。比較器130相當于第1比較電路。將電阻131和電阻132連接點的電壓Ec1，和檢測電壓Ed1相等時的輸出直流電壓Eo稱為第2電壓E2。第2電壓設定成比輸入直流電壓Ei只低規定的電壓。比較器133間接地對DC-DC變換器的輸入輸出直流電壓作比較，在輸出直流電壓Eo高于第2電壓E2時輸出“H”。開關135靠第1驅動電路即NOR電路134的輸出來驅動。
以下詳細說明第1實施例的DC-DC變換器的動作，首先說明負載8為一定、不變動的穩態的動作。
靠控制部9，開關2及5以相同開關周期作開關動作，該動作因和圖13的以往的DC-DC變換器的開關2，及5的動作相同，故以下參照圖14說明。設開關2及5在第1開關周期T中ON時間的比較即時間比分別為δ1及δ2。開關5成ON狀態的期間開關2也為ON狀態，設δ1＞δ2。為便于說明，第1及第2二極管3，6導通狀態的正向電壓降均忽略不計。
開關2和5一起ON狀態時，輸入直流電壓Ei加在電感4上。該期間為δ2·T。在該狀態下，電流從輸入直流電源1流入電感4，電感4中積聚磁能。然后開關5變成OFF，二極管6變成ON狀態，輸入直流電壓Ei和輸入直流電壓Eo的電壓差Ei-Eo加在電感4上。該期間以(δ1-δ2)·T表示，該期間中，電流通過電感4以輸入直流電源1流向輸出電容7。再有，開關2及5一起變成OFF狀態，二極管3變成導通狀態，輸出直流電壓Eo反向加在電感4上。這一期間可用(1-δ1)·T表示，電流從電感4流向電容7，釋放所存磁能。
通過如此般反復進行磁能的積聚和釋放動作，以輸出電容7向負載8供給電能。電感4的磁能積聚與釋放在均衡穩定動作狀態下，其電壓時間乘積的和為零，故和以往的DC-DC變換器一樣的式(1)成立。輸入電壓Ei和輸出電壓Eo間存在式(2)所示的關系，稱其為變換特性。δ2＝0時也一樣式(3)成立，輸出低于輸入電壓的電壓，作為降壓變換器而動作。另外，在δ1＝1時也一樣式(4)成立，輸出高于輸入電壓的電壓，作為升壓變換器動作。通過控制開關2及5的時間比δ1，δ2，δ1/(1-δ2)的值能設成從0至無限大。即DC-DC變換器能作為可以從任意的輸入直流電壓Ei得到任意的輸出直流電壓Eo的升降壓變換器而動作。
圖2(a)為控制部9各部的波形圖，表示鋸齒波電壓Vt，誤差電壓Ve，加法器120的輸出電壓(Ve+Vos)。圖2(b)及(c)分別表示驅動信號Vd1，驅動信號Vd2。在圖2(a)，范圍A表示鋸齒波電壓Vt大于誤差電壓Ve時，范圍B表示鋸齒波電壓Vt和誤差電壓Ve及輸出電壓(Ve+Vos)的各波形相交時，范圍C表示鋸齒波電壓Vt小于(Ve+Vos)時。
誤差放大電路10輸出的誤差電壓Ve在檢測電壓Ed2一比基準電壓源100的基準電壓Er高，就下降，一低就上升。即，當輸入直流電壓Ei升高負載8變輕輸出直流電壓Eo若要上升，則誤差電壓Ve就下降，反之，輸入直流電壓Ei降低負載8加重輸出直流電壓Eo若要下降，則誤差電壓Ve就上升。
首先，在輸入直流電壓Ei高，誤差電壓Ve小于鋸齒波電壓Vt時(圖2的范圍A)，比較器122的輸出即驅動信號Vd2為邏輯電平L信號(以下，將邏輯電平L的信號僅記作“L)”)，開關5保持OFF狀態。因此，開關5的時間比δ2為零(δ2＝0)。開關2靠比較器121的輸出即驅動信號Vd1 ON-OFF，誤差電壓Ve越降低時間比越小。這時，DC-DC變換器其輸入直流電壓Ei和輸出直流電壓Eo的關系能用式(3)表示，作為降壓變換器而動作。
以下，輸入直流電壓Ei和輸出直流電壓Eo幾乎相同，在鋸齒波電壓Vt，誤差電壓Ve，及加法器120的輸出電壓(Ve+Vos)的各波形相交時(圖2的范圍B)，開關2按照第1驅動信號Vd1 ON-OFF動作，開關5按照第1驅動信號Vd1ON-OFF動作，開關5按照驅動信號Vd2 ON-OFF動作。誤差電壓Ve越降低時間比δ1及時間比δ2越小。這時，DC-DC變換器其輸入直流電壓Ei和輸出直流電壓Eo的關系能以式(2)表示，作為升壓降壓變換器動作。
在輸入直流電壓Ei低，并且鋸齒波電壓Vt小于輸出電壓(Ve+Vos)時(圖2的范圍C)，驅動信號Vd1正常為“H”，開關2保持ON狀態，因此，開關2的時間比δ1為1(δ1＝1)。開關5按照驅動信號Vd2作ON-OFF動作，誤差電壓Ve越上升時間比δ2就越大。這時，DC-DC變換器其輸入直流電壓Ei和輸出直流電壓Eo的關系能用式(4)表示，作為升壓變換器動作。
以上的動作為本實施例的DC-DC變換器穩定時的動作，和圖13到圖16(c)所示的以往的DC-DC變換器幾乎相同。設電阻101，102，103的阻值分別為R101，R102，R103，則誤差放大器104所輸入的檢測電壓Ed2能用式(5)表示。Ed2=R_103R101+R102+R103·Eo---(5)]]>控制輸出直流電壓Eo使得該檢測電壓Ed2等于基準電壓Er。輸出直流電壓Eo的控制通過分別改變開關2及5的時間比δ1，δ2來進行。因此，在穩定時的動作，輸出直流電壓Eo控制成等于能用式(6)表示的所要的輸出設定電壓Eset。Eset=R101+R102+R103R103·Er----(6)]]>根據同樣的計算，電阻101和電阻102連接點的檢測電壓Ed1與基準電壓Er相等時的輸出直流電壓Eo即第1電壓E1(＜Eset)能用式(7)表示。E1=R101+R102+R103R102+R103----(7)]]>設電阻131，電阻132的阻值分別為R131，R132，電壓EC1和檢測電壓Ed1相等時的輸出直流電壓Eo即第2電壓E2(＜Ei)能用式(8)表示。E2=R132R131+R132·R101+R102+R103R102+R103·Ei----(8)]]>以下，參照圖3，說明基準電壓Er根據負載8給出的控制信號而改變時的動作。圖3的(a)，(b)，(c)，及(d)表示本實施例的DC-DC變換器作為降壓變換器動作時各部的波形。如圖3(a)所示對基準電壓Er只上升電壓ΔV1時的DC-DC變換器的動作進行說明。圖3(b)表示鋸齒波電壓Vt，誤差電壓Ve，輸出電壓(Ve+Vos)的關系的波形圖。圖3(c)為輸出直流電壓Eo，輸出設定電壓Eset，第1電壓E1及第2電壓E2的波形圖。圖3(d)為開關135的驅動信號Vd13的波形圖。
如圖3(a)所示，設由于負載8的控制在時刻t1基準電壓Er只上升電壓ΔV1。設基準電壓Er上升后第1電壓E1低于第2電壓E2。隨著基準電壓Er的上升，與其對應的輸出設定電壓Eset及第1電壓E1也上升。誤差放大器104因響應速度慢，故如圖3(b)所示，誤差電壓Ve及輸出電壓(Ve+Vos)緩慢上升。比較器130因同相輸入的檢測電壓Ed1低于基準電壓Er，故輸出“L”。另外，輸出直流電壓Eo因低于第2電壓E2，故比較器133輸出“L”。因此，NOR電路134輸出的充電開關135的驅動信號Vd13變成“H”，充電開關135成ON狀態，通過變成ON的充電開關135電流經過電阻136從輸入直流電源1流入輸出電容7，電容7快速充電。充電開關135的ON狀態在輸出直流電壓Eo到達第1電壓E1后，持續至比較器130的輸出反相的時刻t2。如誤差電壓Ve沒有充分上升至規定值則在時刻t2至t3之間輸出直流電壓Eo慢慢降低，在時刻t3充電開關135再度變成ON狀態。其結果，輸出直流電壓Eo一上升充電開關135在t4時刻成OFF狀態。這樣充電開關135反復ON-OFF動作。不久誤差電壓Ve充分上升，即使充電開關135為OFF狀態輸出直流電壓Eo仍不低于第1電壓E1。其結果，輸出電壓Eo達到輸出設定電壓Eset，變成穩定時的動作狀態。如上所述，本實施例的DC-DC變換器在輸出設定電壓Eset設定變更成高的值時，輸出電壓Eo在時刻t1開始至t2的時間T1中急速上升到達幾乎與輸出設定電壓Eset相等的第1電壓E1。對此，圖15所示的以往的DC-DC變換器中，在時刻t1至t5的時間T2中到達第1電壓E1。如上所述，本實施例的DC-DC變換器與以往的變換器相比響應速度遠比其快得多。
圖4的(a)，(b)，(c)及(d)為基準電壓Er在時刻t1大幅上升僅比前述的電壓ΔV2時各部的波形圖。基準電壓Er上升后不久。第1電壓E1變得高于第2電壓E2。伴隨著基準電壓Er大幅上升，輸出設定電壓Eset和第1電壓E1也大幅上升。誤差放大器104因響應速度慢，故誤差電壓Ve及輸出電壓(Ve+Vos)如圖4的(b)所示緩慢上升。比較器130因檢測電壓Ed1即同相輸入低于基準電壓Er，故在時刻t1輸出“L”。另外，輸出直流電壓Eo因低于第2電壓E2，故在時刻t1比較器133輸出“L”。因此，從NOR電路134輸出的充電開關135的驅動信號Vd13成“H”，充電開關135變成ON狀態。其結果，充電電流從輸入直流電源1急速流入輸出電容7。充電開關135的ON狀態，在時刻t2輸出直流電壓Eo到達第2電壓E2，持續到比較器133反相。在時刻t2誤差電壓Ve若不充分上升不低于鋸齒波電壓Vt，輸出直流電壓Eo徐徐降低，在時刻t3輸出直流電壓Eo一低于第2電壓E2充電開關135再次成ON狀態。因而輸出直流電壓Eo再度上升在t4時刻充電開關135成OFF狀態。這樣，充電開關135反復ON-OFF，不久誤差電壓Ve上升，即使充電開關135為OFF狀態輸出直流電壓Eo仍不低于第2電壓E2。其結果，輸出直流電壓Eo達到第1電壓E1，與輸出設定電壓Eset一致。
第1電壓E1理想的為輸出直流電壓Eo的允許下限值以上并設定在接近輸出設定電壓Eset的值。另外，第2電壓E2理想的為設定在從輸入直流電壓Ei減去充電開關135和電阻136上電壓降后的值。
第1實施例的DC-DC變換器為了提高輸出設定電壓Eset，在升高誤差放大器104的基準電壓Er后，充電開關135以遠比誤差放大器104的響應時間短的時間變成ON。由于充電開關135的ON，電流從輸入直流電源1開始經電阻136流入輸出端子50對電容充電。因而輸出端子50的電壓急速地上升至接近輸入直流電壓Ei的值。在圖15示出的以往的DC-DC變換器中，根據誤差放大器104比較慢的響應速度誤差電壓Ve緩慢變化，輸出直流電壓Eo也平穩地變化。因此，無法應對要使輸出直流電壓Eo急速變化的用途。采用本實施例，通過利用充電開關135向電容7急速充電，從而能使輸出直流電壓Eo急速上升，大大縮短DC-DC變換器響應時間。充電開關135保持ON狀態直到達到直流輸出電壓Eo僅比輸出設定電壓Eset低規定電壓的第1電壓E1，和僅比輸入直流電壓Ei低規定電壓的第2電壓E2的任一個低的一方電壓后，變成OFF。因此，不必擔心輸出直流電壓Eo會發生過沖。
電阻136用于限制從輸入直流電源1向輸出電容7充電中流過充電開關135的充電電流。充電開關135ON時的阻抗大時，充電開關135可以不與電阻136串聯連接。
<第2實施例>
圖5為本發明第2實施例的DC-DC變換器的電路圖。第2實施例的DC-DC變換器在圖1所示的第1實施例的DC-DC變換器上追加具有電阻140和PNP晶體管141的輔助響應高速化電路14。另外，通過電阻106將誤差放大器104的輸出即誤差電壓Ve供給脈沖控制電路12。在圖5中，在和圖1所示第1實施例的DC-DC變換器同樣的構成要素上賦以同一符號不再另述。
輔助響應高速化電路14的PNP晶體管141的基極上經電阻140，比較器130的輸出作為驅動信號V130被輸入。PNP晶體管141集電極接比較器122的反相輸入端，發射極接輸入直流電源1的正極1A。驅動信號V130通過電阻140施加在基極端子上，PNP晶體管141變成導通，使誤差信號Ve的電平上升。
在第2實施例的DC-DC變換器中，因基準電壓Er的上升，第1電壓E1高于第2電壓E2時的動作利用圖6(a)至(e)進行說明。
圖6的(a)，(b)，(c)，(d)及(e)表示第2實施例的DC-DC變換器動作的各部波形圖。(a)表示基準電壓Er變化。圖6(b)為鋸齒波電壓Vt，誤差電壓Ve，及Ve+Vos的波形圖，圖6(c)為輸出直流電壓Eo，輸出設定電壓Eset，第1電壓E1，第2電壓E2的波形圖。圖6(e)為輔助響應高速化電路14的驅動信號V130的波形圖。
為將輸出設定電壓Eset變更成高的設定值，如圖6(a)所示；在時刻t1使基準電壓Er上升，則隨著基準電壓Er上升，第1電壓E1也上升，響應速度慢的誤差放大器104輸出的誤差電壓Ve及輸出電壓(Ve+Vos)如第1實施例的圖3(b)所示；假設緩慢上升。比較器130如前述第1實施例中曾說明那樣，在時刻t1輸出“L”的驅動信號V130(圖6(e))。“L”驅動信號V130加在PNP晶體管141的基極上，PNP晶體管就導通。其結果，輸入直流電壓Ei經PNP晶體管141加在比較器122的反相輸入端。由此，誤差電壓Ve上拉到輸入直流電壓Ei急劇上升(圖6(b))。充電開關135在時刻t1成ON狀態(圖6(d))，和前述第1實施例同樣由輸入直流電源1對電容7急速充電。充電開關135的ON狀態在輸出直流電壓Eo到達第2電壓E2后，持續至時刻t2比較器133反轉成“H”。期間，因PNP晶體管141處于導通狀態，故被上拉至輸入直流電壓Ei的誤差電壓Ve急速上升。因而第1開關2保持ON狀態，第2開關5以最大時間比ON-OFF。由此，DC-DC變換器作升壓動作(圖6(c))。開關5以最大時間比作開關升壓動作，在時刻t8輸出直流電壓Eo到達第1電壓E1，比較器130輸出的驅動電壓V130反相成“H”，持續至PNP晶體管141變成OFF。時刻t8以后，輸出直流電壓Eo朝著輸出設定電壓Eset上升進入通常的控制狀態，在時刻t9輸出直流電壓Eo穩定在輸出設定電壓Eset。電阻106在靠PNP晶體管141將誤差電壓Ve上拉到輸入直流電壓Ei之際，限制流入相位補償電容105的電流，用于抑制檢測電壓Ed1及Ed2過大的變動。
如上所述，第2實施例的DC-DC變換器中，在輸出設定電壓Eset高于輸入直流電壓Ei的升壓動作時，充電開關135OFF后，直至輸出直流電壓Eo到達第1電壓E1，通過以最大時間比使開關5動作繼續升壓，從而能大幅度地縮短DC-DC變換器升壓動作的響應時間。
<第3實施例>
圖7為本發明第3實施例DC-DC變換器的電路圖，在圖7中，本實施例的DC-DC變換器在前述第1實施例的DC-DC變換器的NOR電路134的輸出端上設置最大ON時間設定電路15，具有響應高速化電路13a。其它的構成因和前述第1實施例的DC-DC變換器實質上相同，故對相同構成要素賦以同一符號，不再重復說明。
NOR電路134的輸出端連接最大ON時間設定電路15的AND電路153的一方的輸入端。另外，NOR電路134的輸出端經串聯連接的電阻150及反相器152連接AND電路另一方的輸入端。電阻150和反相器152的連接點與電路接地G之間連接電容151。AND電路134和第1最大ON時間設定電路15構成第1構成第1驅動電路。NOR電路134的輸出134由電阻150，電容151及反相器152構成的延遲電路延遲，作為延遲電壓V152輸出。AND電路153輸入NOR電路134的輸出V134和延遲電壓V152，向充電開關135輸出延遲過的驅動電壓Vd13。
第3實施例的DC-DC變換器與前述第1實施例的DC-DC變換器之不同之處在于具有保護功能，負載8產生短路則圖中未示出的過載保護電路動作在輸出直流電壓Eo大幅下降時，能作相應的處置。第1實施例的DC-DC變換器中，由于上述異常的原因輸出直流電壓Eo一低于第1電壓E1及第2電壓E2，充電開關135繼續ON狀態。由此，有時充電開關135上的損耗就增大直至損壞。因此，為了防止充電開關135的損壞需要某種保護功能，本實施例就是有關充電開關135的保護電路。
用圖8說明圖7所示第3實施例的DC-DC變換器的動作。圖8(a)至(e)表示因某種異常致使輸出直流電壓Eo降低時本實施例的DC-DC變換器各部的動作的波形圖。圖8(a)表示輸出直流電壓Eo，與第1電壓E1及第2電壓E2間關系，(b)表示NOR電路134的輸出V134。圖8(c)表示電容151的電壓V151，(d)表示反相器152輸出的延遲電壓V152，(e)表示給充電開關135的驅動信號Vd13。
在圖8(a)，輸出直流電壓Eo大幅下降，在時刻t1低于第1電壓E1和第2電壓E2，比較器130及比較器133的輸出一起為“L”，NOR電路134的輸出V134成“H”。在時刻t1，電容151的輸出延遲電壓V152為“H”。因此，“H”的V134和“H”的延遲電壓V152輸入的AND電路153輸出的驅動電壓Vd13成“H”，充電開關135成ON狀態。隨著電容151充電的進行，電壓V151如圖8(c)所示上升，在時刻t2一到達反相器152的閾值電壓Vth，延遲電壓V152反相成“L”。由此，AND電路153輸出的驅動電壓Vd13成“L”，充電開關135成OFF。從時刻t1開始至2的，充電開關135變成ON后至變成OFF為止的時間T3設定成比第1實施例的充電開關135的ON時間長的時間。
采用本實施例，由最大ON時間設定電路15，驅動電壓Vd13成為“H”的時間，即充電開關135的ON時間被限制在設定時間T3。充電開關135設計成若在該設定時間中，即使在負載8短路狀態下變成ON也不會損壞。
如上所述，采用第3實施例的DC-DC變換器，通過將充電開關135的ON時間設置在最大限度，負載短路時也能保護充電開關135即使充電開關135變成ON也不會損壞。
<第4實施例>
圖9為本發明第4實施例的DC-DC變換器電路圖。本實施例的DC-DC變換器能以高速大幅度地使輸出直流電壓Eo降低。第4實施例的DC-DC變換器的構成在以下幾點不同于圖1所示第1實施例的DC-DC變換器。即，誤差放大電路10的誤差放大器104的反相輸入端和電路接地G之間電阻值R107的電阻107和電阻值R108的電阻108串聯連接。另外，在圖1的響應高速化電路13上設置構成簡單的另外的響應高速化電路16。輸入直流電源1的正極1A和輸出端子50之間連接響應高速化電路13。響應高速化電路13由基準電壓Er，及電阻101，102的連接點的檢測電壓Ed1進行開關控制。
所追加的響應高速化電路16具有電阻107和電阻108的連接點的檢測電壓Ed3輸入同相輸入端并基準電壓Er輸入反相輸入端的比較器160，及根據比較器160輸出的驅動電壓Vd16作ON-OFF動作的放電開關161。放電開關161的一端經電阻162連接輸出端子50，另一端接電路接地G。比較器160相當于第3的比較電路。檢測電壓Ed3和基準電壓Er相等時的輸出直流電壓Eo即第3電阻E3(＞Eset)能用式(9)表示。E3=R101+R102+R107+R108R108·Er----(9)]]>將輸出直流電壓Eo分壓的電阻101，電阻102，電阻107，電阻108相當于輸出檢測電路。將電阻101和電阻102連接點的第1檢測電壓作為檢測電壓Ed1，電阻102和電阻107連接點的第2檢測電壓作為檢測電壓Ed2。另外，電阻107和電阻108連接點的第3檢測電壓作為檢測Ed3。
圖10表示本實施例的DC-DC變換器各部動作的波形圖。圖10中，(a)表示基準電壓Er變化的波形圖，(b)為誤差電壓Ve，鋸齒波電壓Vt及輸出電壓(Ve+Vos)各自的波形圖。圖10(c)表示第3電壓E3及輸出設定電壓Eset變化的波形圖，(d)為驅動電壓Vd16的波形圖。輸出設定電壓Eset變成低的值時，為了使輸出直流電壓Eo降低，在時刻t1根據負載8的指令如圖10(a)所示使基準電壓Er降低。與基準電壓Er的降低相對應，如圖10(c)所示，輸出設定電壓Eset和第3電壓E3也降低。但誤差放大器104響應速度慢，故誤差電壓Ve及輸出(Ve+Vos)如圖10(b)所示緩慢下降。在比較器160上，同相輸入端的電壓Ed3比基準電壓Er高。由此，輸出的驅動電壓Vd16成“H”。其結果，放電開關161成ON狀態輸出端子50連接電路接地G。其結果，輸出電容7的電荷經電阻162急速地向電路接地G放電。放電開關161的ON狀態在輸出直流電壓Eo到達第3電壓E3后，持續到在時刻t2比較器160的輸出反相成“L”為止。若誤差電壓Ve沒有充分降低，則輸出直流電壓Eo轉向上升，在時刻t3放電開關161再次成ON狀態，輸出直流電壓Eo一到達第3電壓E3就變成OFF狀態。這樣的ON-OFF動作直到輸出直流電壓Eo到達輸出設定電壓Eset之前不斷反復。這樣，誤差電壓Ve降低下去最終輸出直流電壓Eo一到達輸出設定電壓Eset就變成通常的控制狀態。
較佳的為第3電壓E3設定成輸出直流電壓Eo允許上限值以下并接近輸出設定電壓Eset的值。
如上所述，第4實施例的DC-DC變換器在使輸出直流電壓Eo降低時，放電開關161置ON輸出電容7的電荷急速放電。由此從而能大大縮短DC-DC變換器的響應時間。放電開關161保持ON狀態直到輸出直流電壓Eo到達比輸出設定電壓Eset僅高規定電壓的第3電壓E3，因為此后變成OFF，所以在輸出直流電壓Eo上不會產生下沖。
此外，電阻162用于限制放電開關161ON時輸出電容7的放電電流，也可以用放電開關161自身ON時具有的阻抗來代替。
<第5實施例>
前述第4實施例的DC-DC變換器中，例如有時控制部9產生異常開關2及開關5的時間比一異常增大，輸出直流電壓Eo變成超過輸出設定電壓Eset的異常高的值。在這種場合，響應高速化電路16動作放電開關161變成ON，輸出端子50通過電阻162連接電路接地G就產生以下所示的問題。即，輸出直流電壓Eo的上升引起控制部9異常的動作，所以盡管放電開關161變成ON輸出直流電壓Eo仍不降低。由此，放電開關161不斷流過大電流長時間保持ON狀態，故放電開關161會受到損傷。
第5實施例的DC-DC變換器作為特例在因這種控制部9的異常致使輸出直流電壓Eo異常上升時，具有保護放電開關161的部分。
圖11為本發明第5實施例的DC-DC變換器的電路圖。在圖11，第5實施例的DC-DC變換器為將前述第4實施例DC-DC變換器的響應高速化電路16用內部構成不同的其它響應高速化電路16來代替。其它的構成因為和第4實施例的相同，故不再另述。響應高速化電路16A具有基準電壓Er加在反相輸入端，檢測電壓Ed3加在同相輸入端的比較器160，最大ON時間設定電路17，及電阻162串聯連接的放電開關161。最大ON時間設定電路17具有AND電路173，AND電路173的一方的輸入端連接比較器160的輸出端。AND電路173的另一方的輸入端連接反相器172的輸出端，反相器172的輸入端經電阻170連接比較器160的輸出端。電阻170和反相器172的連接點，與電路接地G之間連接電容171。電阻170，電容171，及反相器172構成延遲電路，延遲電壓V172加在AND電路173另一方的輸入端。AND電路173輸出的驅動電壓Vd16加在放電開關161上，放電開關161的一端接電路接地G，另一端經電阻162連接輸出端子50。
用圖12說明第5實施例的DC-DC變換器的動作。圖12(a)至(e)為本實施例的DC-DC變換器各部的波形圖。(a)表示輸出直流電壓Eo的變化，(b)表示比較器160的輸出V160的變化。另外，圖12(c)表示電容171的端子電壓V171的變化，(d)表示反相器172的輸出即延遲電壓V172的變化，(e)表示給充電開關161的驅動信號Vd16的變化。
因異常的動作輸出直流電壓Eo上升，在時刻t1一上升到第3電壓E3，如圖12(b)所示，比較器160的輸出V160成“H”。從該時刻t1開始電容1 71因為通過電阻170開始充電，故圖12(c)的電壓V171比反相器172的閾值Vth低，反相器172的輸出即電壓V172為“H”。因此，“H”的輸出V160和“H”的延遲電壓V172輸入的AND電路173輸出的驅動電壓Vd16為“H”，放電開關161成ON狀態。電容171一進行充電電壓171就徐徐上升。電壓V171在時刻t2一到達反相器172的閾值電壓Vth，反相器172輸出的驅動電壓Vd16變成“L”，放電開關161變成OFF。放電開關161變成ON后至變成OFF為止的時間T4設定成比第4實施例說明過的響應高速化電路16的放電開關161的ON時間長。
采用第5實施例，在最大ON時間設定電路17上，使產生比比較器160的輸出V160僅遲電容171充電期間的延遲電壓V172，將輸出V160和延遲電壓V172之AND輸出作為放電開關161的驅動電壓Vd16。因此，驅動電壓Vd16變成“H”的時間，即放電開關161的ON時間T4限制在規定值。即對ON時間T4設置最大限度。放電開關161的最大ON時間T4可以設成在輸出直流電壓Eo異常上升時，放電開關161即使保持ON狀態也不會損壞的時間。
采用上述第5實施例的DC-DC變換器，通過對放電開關161的ON時間設置最大值，從而能保護放電開關161在輸出直流電壓Eo異常上升時，即使放電開關161變成ON也不會損壞。
此外，以上的第1實施例至第5實施例的DC-DC變換器中，作為可升降壓的DC-DC變換器曾對利用有兩個開關部的升降變換器作說明，但本發明的DC-DC變換器并不限于此，作為可升降壓的DC-DC變換器其它熟知的尚有SEPIC或Zeta變換器，本發明對它們也適用。另外，也能適用于將升壓變換器和降壓變換器串聯或并聯地組合構成的升降壓型DC-DC變換器等所有的DC-DC變換器。
權利要求
1.一種DC-DC變換器(圖1)，包括使輸入端(1A)輸入的直流電流斷續的開關部(2，5)，靠由所述開關部斷續的電流反復積聚、釋放電磁能的電感(4)，將所述電感(4)的輸出端(50)發生的電壓整流濾波后得到的輸出直流電壓Eo與規定的基準電壓(Er)進行比較，輸出誤差電壓(Ve)的誤差放大電路(10)，以及根據所述誤差電壓(Ve)控制所述開關部斷續狀態的脈寬控制電路(12)，控制所述輸出直流電壓Eo，使得對于所述直流輸入的電壓(Ei)升壓或降壓后等于規定的輸出設定電壓(Eset)，其特征在于，包括連接在所述DC-DC變換器的輸入端(1A)和輸出端(50)間的開關(135)，將低于所述輸出設定電壓(Eset)的第1電壓(E1)與所述輸出直流電壓(Eo)進行比較，得到比較結果并輸出的第1比較電路(130)，將低于所述輸入直流電壓(Ei)的第2電壓(E2)與所述輸出直流電壓(Eo)進行比較，得到比較結果并輸出的第2比較電路(133)，以及輸入所述第1比較電路(130)的輸出和所述第2比較電路(133)的輸出，在所述輸出直流電壓(Eo)低于所述第1電壓(E1)及所述第2電壓(E2)時，使所述開關(135)置ON狀態的驅動電路(134)。
2.如權利要求1所述的DC-DC變換器(圖5)，其特征在于，包括輸入所述第1比較電路(130)的輸出，在所述輸出直流電壓(Eo)低于所述第1電壓(E1)時，使所述誤差電壓(Ve)變化，以便所述脈寬控制電壓(12)以最大的占空比使所述開關部(2，5)ON-OFF的電壓施加部(14)。
3.如權利要求1所述的DC-DC變換器(圖7)，其特征在于，所述驅動電路(134)具有將所述開關(135)的ON時間設定成規定的最大值的第1最大ON時間設定電路(15)。
4.如權利要求1所述的DC-DC變換器(圖11)，其特征在于，還包括連接在所述DC-DC變換器的輸出端(50)的兩極間的開關(161)，以及輸出比所述輸出設定電壓(Eset)高的第3電壓與所述輸出直流電壓(Eo)的比較結果的第3比較電路(160)，在所述輸出直流電壓(Eo)高于所述第3電壓(E3)時，使所述開關(161)置于ON狀態。
5.如權利要求4所述的DC-DC變換器(圖11)，其特征在于，還包括包含連接在DC-DC變換器的輸出端(50)的兩極間的多個電阻(101，102，107，108)的輸出電壓檢測電路，所述輸出電壓檢測電路檢測出的第1檢測電壓(Ed1)，比所述第1檢測電壓低的第2檢測電壓(Ed2)及比所述第2檢測電壓低的第3檢測電壓(Ed3)中，將所述第1檢測電壓(Ed1)和所述基準電壓(Er)輸入到所述第1比較電路(130)，將所述第2檢測電壓(Ed2)和所述基準電壓輸入到所述誤差放大電路(10)，將所述第3檢測電壓(Ed3)和所述基準電壓輸入到所述第3比較電路(160)。
6.如權利要求4所述的DC-DC變換器(圖11)，其特征在于，.還包括對所述開關(161)的ON時間設定規定的最大值的最大ON時間設定電路(17)。
7.一種DC-DC變換器，變換施加在輸入端(1A)上的輸入直流電壓(Ei)，從輸出端(50)輸出所要的輸出直流電壓(Eo)，其特征在于，包括使所述輸入端(1A)和所述輸出端(50)間開閉的開關(135)，以及設定比所述輸出直流電壓的希望值即輸出設定電壓(Eset)低的第1電壓(E1)及比所述輸入電壓低的第2電壓(E2)，所述輸出直流電壓(Eo)低于所述第1電壓及第2電壓時，使所述開關合上的控制部。
8.如權利要求7所述的DC-DC變換器，其特征在于，所述控制部在所述輸出直流電壓低于所述第1電壓時，使DC-DC變換器動作，以便其輸出為最大。
9.如權利要求7所述的DC-DC變換器，其特征在于，設置將所述開關的ON時間限制在規定的最大限度的手段。
10.如權利要求7所述的DC-DC變換器，其特征在于，連接在所述DC-DC變換器輸出端的兩極間的開關(161)，在所述輸出直流電壓比設定成高于所述輸出設定電壓的第3電壓(E3)高時，使所述開關(161)置于ON狀態。
11.如權利要求10所述的DC-DC變換器，其特征在于，設置將所述開關的ON時間限制在規定的最大限度的手段。
12.一種DC-DC變換器，其特征在于，包括使輸出端(1A)輸入的電流斷續的開關部(2，5)，根據所述開關部的電流的斷續進行電磁能積聚和釋放的電感(4)，用由所述電感的電磁能的積聚和釋放得到的電流充電，在輸出端輸出直流電壓的電容(7)，對所述輸出直流電壓(Eo)與規定的基準電壓(Er)進行比較，輸出誤差電壓的誤差放大電路(10)，將規定占空比的脈沖信號(Vd1，Vd2)施加在所述開關部上，同時根據所述誤差電壓控制所述占空比，以便所述輸出直流電壓成為所要的電壓的脈寬控制電路(12)，對所述輸出直流電壓Eo與規定的基準電壓(Er)進行比較，所述輸出直流電壓(Eo)比所述所要的電壓高時，輸出比較結果信號(Vd16)的比較電路(160)，以及由所述比較電路的比較結果信號來驅動，使所述電容的電荷放電的放電開關(161)。
全文摘要
本發明揭示一種DC－DC變換器，為了謀求從電池等輸入直流電壓，供給負載控制的直流電壓，提高能升壓、降壓的DC－DC變換器過渡過響應速度，將比輸出設定電壓Eset僅低規定電壓的第1電壓E1和輸出直流電壓Eo在第1比較電路130中進行比較，輸出比較結果。將比輸入直流電壓Ei僅低規定電壓的第2電壓E2和輸出直流電壓Eo在第2比較電路133中進行比較，在比較結果Eo＜E1并Eo＜E2時，輸入輸出間連接的開關處于ON狀態。由此，能大幅提高輸出直流電壓Eo到達設定電壓Eset的響應速度。
文檔編號H02M3/04GK1457137SQ0312349
公開日2003年11月19日 申請日期2003年5月9日 優先權日2002年5月9日
發明者石井卓也, 齊藤浩, 神谷博紀, 龍隆 申請人:松下電器產業株式會社