專利名稱：：減小共信道干擾的制作方法
技術領域：
：和工業應用性本發明涉及減小通信系統中的共信道干擾。本發明具體可應用于，但不是被限制于，使用調頻(FM)的蜂窩無線通信系統，例如，AMPS(高級移動電話系統)，AMPS-WD(寬帶數據AMPS)，CDPD(蜂窩數字分組數據)系統，和包括GSM(全球移動通信系統)的TDMA(時分多址)系統。
背景技術：
：共信道干擾(CCI)由在通信系統中有用信號頻帶內的一個或多個干擾信號構成，它是限制移動通信系統的頻率復用容量的關鍵因素。CCI不能用傳統的濾波技術來減小，因為它落在有用信號的頻帶內。到目前為止，通信系統一直需要提供相當高的有用信號強度對干擾信號強度比，通常稱作為信號-干擾或C/I比，以便保持有效的通信。從有用信號中減小CCI的進展甚微。1992年1月28日授權給Harrington的題為“信號抑制器”的美國專利No.5,084,899公開了一種干擾抑制器，其中使用了限幅器和帶通濾波器來提高有用信號和主要的(即較大幅度的)干擾信號之間的幅度差，使干擾信號能從接收信號中被減去，只留下有用的信號。這是一個模擬信號裝置，它僅在干擾信號大于有用信號，最好有一個例如18dB的大余量時才工作，例如可能是在擴頻通信系統中的情況。本發明的一個目的是提供用于從有用信號中降低CCI的方法和設備。
發明內容本發明的一個方面是提供在通信系統中減小接收信號中與預定頻段內的有用信號共信道的干擾的方法，它包括以下步驟對接收信號進行抽樣以產生樣值X(k)，每個樣值可由復數表示；按照函數X(k)/|X(k)|對每個樣值進行限幅，以產生接收信號的限幅信號樣值。本方法優選地還包括對接收信號的限幅信號樣值濾波的步驟，以去除不在所述頻帶內的分量。本方法優選地還包括通過以下步驟減小共信道干擾對濾波后的限幅信號樣值進行數字處理，以產生具有不在所述頻帶內的分量的已處理樣值；以及對已處理的樣值濾波，以去除不在所述頻帶內的分量。本發明的另一個方面是提供減小在預定頻帶內的基帶調頻信號的復數信號樣值X(k)中的共信道干擾的方法，它包括以下步驟對每個復數信號樣值進行限幅，以構成等于X(k)/|X(k)|的限幅樣值；以及對限幅信號樣值進行低通濾波，以去除不在預定頻帶內的分量。上述的方法還優選地包括以下步驟對信號樣值濾波，以便由每個信號樣值構成一組濾波后的樣值，它們代表信號樣值在預定頻帶內的不同窄頻帶中的分量；識別這組濾波后的樣值中具有最大瞬時能量的一個樣值；以及至少選擇從這組濾波后的樣值中識別的那個樣值作為共信道干擾減小的信號樣值。構成一組濾波后的樣值的濾波步驟最好接在對每個樣值限幅的步驟之后。本發明的再一個方面是提供在通信系統中減小接收信號中與預定頻帶內的有用信號共信道的干擾的方法，它包括以下步驟對接收信號進行抽樣以產生樣值，每個樣值可由復數表示；對信號樣值濾波，以便由每個信號樣值構成一組濾波后的樣值，它們代表信號樣值在預定頻帶內的不同窄頻帶中的分量；識別這組濾波后的樣值中具有最大瞬時能量的一個樣值；以及至少選擇這組濾波后的樣值中的識別的那個樣值作為共信道干擾減小的信號樣值。最好至少有三個具有等間隔中心頻率的不同窄頻率，對每個信號樣值濾波以構成一組濾波后的樣值中的不同樣值的步驟包括對于所有不同的窄頻帶把信號樣值變頻到一個公共的中心頻率的步驟，以及至少選擇從這組濾波后的樣值中識別的那個樣值作為共信道干擾減小的信號樣值的步驟包括把每個被選的濾波后樣值變頻回到其原有中心頻率的步驟。本發明的再一個方面是提供減小預定頻帶內的基帶調頻信號的信號樣值中的共信道干擾的方法，它包括以下步驟對信號樣值濾波，以便由每個信號樣值構成一組濾波后的樣值，它們代表信號樣值在預定頻帶內至少三個具有等間隔中心頻率的不同窄頻帶中的分量，進行濾波以便構成一組濾波后的樣值中的不同樣值的步驟包括把所有不同窄頻帶上的信號樣值變頻到一個公共的中心頻率的步驟；識別這組濾波后的樣值中具有最大瞬時能量的一個樣值；以及至少選擇這組濾波后的樣值中識別的那個樣值作為共信道干擾減小的信號樣值，選擇步驟包括把每個被選的濾波后樣值變頻回到其原有中心頻率的步驟。在上述方法中，進行濾波以便構成一組濾波樣值的每個樣值的步驟優選地包括按照角橢球體函數進行濾波的步驟。以上方法可進一步包括以下步驟把信號樣值延時兩個抽樣周期以產生三個連續的樣值s(k-1)、s(k)和s(k+1)，并通過至少確定下式的實部來產生解調信號-js(k+1)s*(k-1)-s(k)s*(k)s(k+1)s*(k-1)+s(k)s*(k)]]>其中s*(k-1)和s*(k)分別是s(k-1)和s(k)的共軛復數。產生解調信號的步驟最好是接在對每個樣值限幅的步驟和/或對信號樣值濾波以產生一組濾波后的樣值的步驟之后。本發明的另一個方面是提供對調頻信號的信號樣值進行處理的方法，它包括以下步驟把信號樣值延時兩個抽樣周期以產生三個連續的樣值s(k-1)，s(k)，和s(k+1)，并通過至少確定下式的實部來產生解調信號-js(k+1)s*(k-1)-s(k)s*(k)s(k+1)s*(k-1)+s(k)s*(k)]]>其中s*(k-1)和s*(k)分別是s(k-1)和s(k)的共軛復數。這些方法還可包括以下步驟在有用信號的時變零值濾波器中對信號樣值濾波以產生誤差信號樣值；根據解調信號確定零值濾波器的時變系數；以及從信號樣值中減去誤差信號樣值以產生輸出信號樣值。本發明還提供為實現上述任何方法而編程和配置的數字信號處理器。本發明的再一個方面是提供用于減小在預定頻帶內基帶調頻信號的復數信號樣值中的共信道干擾的設備，它包括復數信號限幅器和非線性濾波器，用于由信號樣值產生非線性濾波后的限幅樣值；被提供以非線性濾波后的限幅樣值的選擇性濾波器，用于產生在不同時間來自頻帶不同部分的最大瞬時能量信號樣值；非線性變換單元，用于從由選擇性濾波器產生的最大瞬時能量信號樣值產生解調信號；以及零值濾波器單元，響應于提供時變零值濾波器系數的解調信號，用于在非線性濾波的限幅信號樣值中把有用信號和共信道干擾分開。本發明的又一個方面是提供用于減小在預定頻帶內基帶調頻信號的復數信號樣值X(k)中的共信道干擾的設備，它包括復數信號限幅器(20)，用于由復數信號樣值X(k)產生限幅信號樣值X(k)/|X(k)|；以及低通濾波器(21)，用于對限幅的樣值進行濾波。該設備優選地還包括非線性濾波器，用于對低通濾波器輸出的樣值進行非線性濾波，以產生共信道干擾進一步減小的非線性濾波樣值。本發明的再一方面是提供在通信系統中用于減小接收信號中與預定頻帶內的有用信號的復數信號樣值共信道的干擾的設備，它包括濾波器，用于對信號樣值濾波以便由每個信號樣值構成一組濾波后的樣值，它們代表信號樣值在預定頻帶內的不同窄頻帶中的分量；最大能量選擇器，用于識別這組濾波后的樣值中具有最大瞬時能量的一個樣值；以及選擇器，用于至少選擇這組濾波后的樣值中識別的那個樣值作為共信道干擾減小的信號樣值。本發明的再又一方面是提供用于處理調頻信號的信號樣值的設備，該設備包括解調器，它包括延時單元，用于把信號樣值延時兩個抽樣周期以產生三個連續的樣值s(k-1)，s(k)，和s(k+1)，以及用于通過至少確定下式的實部來產生解調信號的單元-js(k+1)s*(k-1)-s(k)s*(k)s(k+1)s*(k-1)+s(k)s*(k)]]>其中s*(k-1)和s*(k)分別是s(k-1)和s(k)的共軛復數。有利地，該設備還包括時變濾波器，用于根據時變系數對信號樣值濾波以產生誤差信號樣值；根據解調信號確定零值濾波器的時變系數的單元；以及用于從信號樣值中減去誤差信號樣值以產生輸出信號樣值的單元。附圖簡述根據以下參照附圖的說明，將進一步了解本發明，其中圖1概略地顯示了一個無線數字通信接收機部件方框圖，其中包括按照本發明的一個共信道干擾消除器(CCIC)；圖2概略地顯示了CCIC的復數限幅器和非線性濾波器(CLNF)；圖3顯示了CCIC的選擇性濾波器組的特性；圖4概略地顯示了濾波器組的一個實施例；圖5是概略地顯示了濾波器組的一個濾波器；圖6概略地顯示了CCIC基于能量(EB)的FM解調器；圖7概略地顯示了CCIC的AMPS信號準對稱時變(ASTV)自回歸滑動平均(ARMA)模型單元；以及圖8概略地顯示了ASTVARMA模型單元的系數計算單元的一個實施例。實現本發明的模式參照圖1，方框圖顯示了無線通信接收機部件，其中FM通信信號通過接收機的RF(射頻)電路10被提供給下變頻器11，以便產生由抽樣器12抽樣的信號，樣值由A-D(模-數)轉換器13轉換成數字形式。數字樣值通常被直接加到FM解調器14以便解調。按照本發明，樣值是經過共信道干擾消除器(CCIC)15被加到解調器14的，CCIC15被表示在虛線方塊中。如下所述，CCIC15用于減小(理想地是消除)處于有用信號帶寬內的共信道干擾(CCI)信號。在系統是蜂窩無線通信系統的情況下，CCI可以是，例如，由于系統其它小區的頻率復用引起的，和/或來源于通信系統以外的信號源。眾所周知，優選地在一個或多個DSP(數字信號處理器)集成電路中處理數字信號樣值，最好也使用這些IC(集成電路)來實現CCIC15。為了簡單起見，在以下說明中假定有用信號占用了AMPS話音信道，但應當明白，本發明適用于FM信號(包括移頻鍵控信號)受到共信道干擾的其它系統。眾所周知，AMPS話音信道具有30KHz帶寬，并載送恒定(幅度)包絡的FM信號，該信號包括具有從300到3400Hz范圍內的調制頻率的話音信號和具有約6KHz調制頻率的監測音頻單音(SAT)，并且還可包括具有10KHz調制頻率的信令單音(ST)。這些調制信號以及也可通過話音信道被載送的寬帶數據的峰值偏移或頻率變化范圍通常是8KHz或更少。抽樣速率約為48KHz。CCIC15用來改善送到解調器14的樣值信號的C/I(信號干擾)比，改善系數被稱為CCIC增益。因為CCI出現在有用信號的頻帶內，所以不能用傳統的濾波方法去除它。CCIC15組合兩種技術，即非線性濾波和線性時變濾波，來減小CCI。然而，可以看到，本發明并不限于這些技術的組合，可單獨使用其中的任一種技術或按照與下面所述不同的組合方式使用它們。更具體地，CCIC15包括復數限幅器和非線性濾波器(CLNF)16，選擇性濾波器組17，AMPS信號準對稱時變(ASTV)自回歸滑動平均(ARMA)模型和系數計算單元18，以及基于能量(EB)的FM解調器19。CLNF16可單獨使用或與單元17到19中的一個或多個單元組合使用。同樣，選擇性濾波器組17可單獨使用或與單元16、18和19中的一個或多個單元組合使用。單元18和解調器19可以兩者一起使用或與單元16和17中任一個或這兩個單元共同使用。解調器19可單獨使用或與單元16和17中任一個或這兩者組合使用，通過如下所述的附加反正切判決來取代FM解調器14。這樣，CCIC15的單元可以用于各種不同的組合方式和不同的配置。不過，使用圖1所示裝置中的所有四個單元通常能提供最佳CCIC增益，該裝置將用于后面的說明。以下段落提供了對這四個單元的功能概述。CLNF16包括復數信號限幅器，其后跟非線性濾波器。通常，包括有用信號和獨立的弱(即較低平均功率)CCI的混合信號在內的接收信號具有非恒定包絡。復數限幅器把輸入的混合信號變換回恒定包絡信號，至少把一半的CCI能量變換到有用信號的帶寬以外，這樣它可被低通濾波器濾除。然后，非線性濾波或信號處理也被用來提高由CLNF帶來的CCIC增益。選擇性濾波器組17包括跨越信號帶寬的多個窄帶短沖激響應(這兩個要求有矛盾)濾波器，每個濾波器被提供以復數信號。根據有用信號(特別是在CLNF處理以后)強于CCI以及兩個信號分量通常具有不同的瞬時頻率，在任何時刻濾波器組的輸出信號從其輸出信號具有最大能量的那個濾波器中選取。選擇性濾波器組對復數輸入信號進行下變頻，以便降低處理要求。ASTVARMA模型和系數計算單元18包括使用時變系數的AMPS信號零值濾波器，這些系數是由解調器19根據來自濾波器組17的輸出信號的瞬時頻率確定的。這就使有用AMPS信號能和CCI分開，從而提高了CCIC增益，特別是在瑞利(Rayleigh)衰落出現的時候，因為由CLNF16產生的CCIC增益取決于C/I比和有用信號與干擾的瞬時頻率的分布。解調器19被提供以選擇性濾波器組17的瞬時能量輸出(不同于真實信號波形)，它使用這個信號以及輸入復數信號的非線性變換進行頻率檢測以便根據模型參量和有用信號瞬時頻率(下面進行說明)之間的<p>表2樣品A</tables>樣品B</tables>樣品C</tables>表2中的各樣品A，B，C，是這樣的開關，其常開固定接點5，常閉固定接點6及可動接點7具有表1中的樣品，A，B及C的組分及組分含有率。也就是，表2表示下列試驗結果，即各個樣品A，B及C的各3個開關(No.1～3)的共用固定端子片(COM端子)2，常開固定端子片(NO端子)3及常閉固定端子片(NC端子)4的各個測定溫度(℃)，常開固定接點5，常閉固定接點6及可動接點7的各接觸電阻值(mΩ)，以及耐電壓。下面參照兩種情況說明單元21到27的工作。為方便起見，術語XN(k)被用來表示從具有參考數字N的單元輸出的信號。例如X21(k)是指LPF21的輸出。情況1.瞬時頻率差處在LPF帶寬內。在這種情況下，輸出X27(k)和輸入Xlim(k)相同。這可以從以下事實看出LPF21不起作用，所以X21(k)＝Xlim(k)，結果X23(k)＝X21(k)X22(k)＝X21(k)X21*(k)＝1。這是一個被HPF24去除的直流分量，使得X24(k)＝0，所以X25(k)＝0。因此X26(k)＝X21(k)＝Xlim(k)，它處在LPF27的帶寬內，所以X27(k)＝Xlim(k)。因此，在這種情況下由CLNF16產生的3dB的CCIC增益沒有改善。情況2.瞬時頻率差處在LPF帶寬外。LPF21濾除了(3)式中的第三項。因此，忽略了復數相乘器25輸出中的二階(β2)項后，單元21和23到27的輸出信號由下式給出x21(k)=ejψs(k)+β2ejψi(k)---(4)]]>x23(k)=1+2(β2)2+β2ej(ψi(k)-ψs(k))+β2ej(ψs(k)-ψi(k))---(5)]]>x24(k)=β2ej(ψi(k)-ψs(k))+β2ej(ψs(k)-ψi(k))---(6)]]>x25(k)=β2ejψi(k)+β2ej(2ψs(k)-ψi(k))----(7)]]>x26(k)=ejψs(k)-β2ej(2ψs(k)-ψi(k))----(8)]]>x27(k)=ejψs(k)----(9)]]>因此，在這種情況下，以上(3)式中的一階項被消除，由CLNF16產生的CCIC增益變得很大(理想情況下為無限大)。假定以上兩種情況是等概率的，由CLNF16引起的CCIC的平均改善是只有復數限幅器20時的2倍，CLNF16的總CCIC增益在β接近于0時接近6dB。不過，該CCIC增益對于β的依賴性使得需要進行其它CCIC處理，特別是為適應蜂窩通信系統所受到的Rayleigh(瑞利)衰落。CCIC15的單元17到19在這方面是有用的。如上所述，選擇性濾波器組17用來追蹤有用信號的瞬時能量，并把它送到輸出端上，該有用信號是在信號帶寬中隨時間變化的FM信號，其變化方式通常與較弱的CCI不同并且無關。因此，選擇性濾波器組包括多個濾波器，其中具有最大能量輸出的任意一個濾波器的輸出被選取為選擇性濾波器組的輸出。也可以組合濾波器組中一個以上、但少于全部的濾波器輸出來提供輸出信號，但這會導致更復雜的裝置。例如，可以識別具有最大能量輸出的濾波器，并且把該濾波器的輸出與具有相鄰響應的一個或兩個濾波器的輸出相加以產生濾波器組的最終輸出信號。選擇性濾波器組17的工作和有效性取決于濾波器數目和它們的特性。具體地說，有一些要求是矛盾的，就選擇性而言需要大量的窄帶濾波器，為降低處理要求需要少量的濾波器，為響應有用信號的瞬時頻率變化速率需要足夠的帶寬，就時間分辨率而言需要最小長度沖激響應，以及對組合平坦和線性相位響應的要求。在以下所描述的選擇性濾波器組的實施例中對這些要求采取了有效折衷，它使用六個FIR(有限沖激響應)濾波器，其設計是根據橢球體函數進行的，以提供濾波器帶寬和沖激響應持續時間的最小乘積。圖3圖解說明了濾波器組17的頻率響應，它清楚地顯示了六個濾波器在有用信號帶寬內重疊的主瓣。圖4顯示了選擇性濾波器組的一個實施例，它包括具有圖3所示的各個響應特性的六個濾波器40，到濾波器組17的復數輸入信號通過輸入線41加到這六個濾波器上。為了簡化選擇性濾波器組17在DSP中的實現，使得所有濾波器40都能簡單實現，線41上的復數輸入信號通過在各個復數信號相乘器42中與相應的載頻樣值相乘而被下變頻，其中L＝1-7/2，1是各個濾波器從1到6的序號，ω0是濾波器40的中心頻率之間的間隔。每個濾波器響應的序號1被示于圖3，圖中還表示了頻率間隔ω0。中心為0KHz的所得復數信號被提供給濾波器40。通過一個具有被提供以載波信號的一個輸入以及另一個輸入由其輸出通過一個抽樣周期的延時單元饋送的復數信號相乘器，可以方便地產生每個載頻樣值，例如，根據等式產生。相反，被選擇的一個濾波器40的輸出通過選擇開關44和上變頻器45被送到輸出線43，上變頻器45也由復數信號相乘器構成并被提供以相應的載頻信號，其中L＝1-7/2，如上所述，1是所選濾波器的序號。濾波器40的復數信號輸出被提供給各自的能量計算器單元46，它們每個可包括類似于圖2中的單元22和23配置的復共軛功能塊和復數信號相乘器。最大能量選擇器47被提供以單元46的輸出，并且確定具有最大能量輸出的濾波器40的序號1，該序號1被提供給選擇開關44以便把最大能量濾波器的輸出切換到上變頻器45，序號1還確定了加到上變頻器45的載波頻率。為了降低處理要求，并考慮到與抽樣造率相比，選擇序號1的變化速率相對較慢，最大能量選擇器47可通過例如抽選系數為2的抽選器48提供對序號1的選擇(即，忽略對所選序號1的交替抽選)。如上所述，希望每個濾波器40同時具有窄的帶寬和短的沖激響應。這些矛盾的要求可通過使用基于橢球體波動函數的FIR濾波器設計技術而解決。橢球體函數是滿足以下積分方程的本征函數集∫-B/2B/2sin(πTw(f-η))π(f-η)Sn(η)dη=λnSn(f)n=0,1,2,3,...---(10)]]>其中η是積分變量，B是濾波器帶寬，f表示頻率，Tw是抽樣間隔，Sn是構成濾波器頻率響應的本征函數，λn是代表由n標識的不同解的本征值。上述積分方程的左端是指信號被時間窗截斷，及右端是原始信號與本征值的乘積。帶有最大本征值λn的信號在截斷后包含最大的能量。為了使濾波器帶寬和沖激響應持續時間都最小化(例如，使它們的乘積最小化)，使用截斷的橢球體函數把每個濾波器40設計為限帶濾波器。截斷時間窗使濾波器不再是限帶的，就有兩類引入的誤差，即帶內截斷誤差和混疊誤差。希望濾波器沖激響應能使這兩個誤差最小化，這是通過求解上述的積分方程和選擇具有最大本征值λn的本征函數Sn來完成的。濾波器的抽頭系數是角橢球體函數的樣值。因為角橢球體函數的封閉型解是很難得到的，所以可使用數值解法，如在RuiWang的“異步抽樣數據接收器(AsynchronousSamplingDataReceiver)”，ph.D.Dissertation，UniversityofToronto，Canada，October1986中所描述的方法，以提供圖3所示的濾波器響應，其系數在下面詳細給出。如上所述，輸入信號頻譜在頻率上被下移等間隔的載頻，這樣所有的濾波器40可由單個濾波器實現，以降低處理要求，因為這時濾波器系數是實數而不是復數。而且濾波器被設計為對稱的FIR濾波器，以使得所需相乘次數減半。最終的濾波器設計如圖5所示。參照圖5，濾波器40包括十一個復數信號延時單元50構成的延時線，每個延時單元提供一個抽樣周期T的延時，線51上的復數輸入信號通過這些延時單元。六個復數信號相加器52把延時線上對稱點處的復數信號相加，即線51的輸出和第十一延時單元的輸出，第一和第十延時單元的輸出，第二和第九，第三和第八，第四和第七，以及第五和第六延時單元50的輸出分別相加。所得復數信號和分別在六個復數-實數相乘器S3中與實系數h0到h5相乘，相乘器的復數信號輸出在另外五個復數信號相加器54中被相加以在線55上提供一個復數信號輸出.如上所述，系數h0到h5在數值上被確定為下表中的數值</tables>基于能量的FM解調器19用來從由選擇性濾波器組17輸出的FM信號的非線性變換中恢復出調制信號。為此，可利用以下的非線性變換Ψ0(k)=Aejψ(k+1)Ae-jψ(k)Aejψ(k)Ae-jψ(k-1)=A2ej(ψ(k+1)-ψ(k-1))-A2--(11)]]>=A2(ejψ..(k+1)-1)=2jA2ejψ.(k+1)sin(ψ.(k+1))]]>Ψ1(k)=Aejψ(k-1)-Ae-jψ(k)Aejψ(k)Ae-jψ(k-1)=A2ej(ψ(k+1)-ψ(k-1))+A2---(12)]]>=A2(ejψ..(k+1)+1)=2jA2eiψ.(k+1)cos(ψ.(k+1))]]>變換的信號的范數代表FM信號的能量，所以這樣的變換可被用來檢測和追蹤FM信號的瞬時能量，它隨瞬時頻率而變化。應用這些變換后，可以看到，FM信號可通過應用下式而加以解調tan(ψ.(k+1))=sin(ψ.(k+1))cos(ψ.(k+1))=-jΨ0(k)Ψ1(k)----(13)]]>這樣，ψ.(k+1)=atan(-jΨ0(k)/Ψ1(k)).]]>解調器19使用被應用于加到解調器的復數輸入信號的三個連續樣值k-1，k和k+1上的以上非線性變換結構，并按照以下公式對變換后的信號進行解調Ψ0[s(k)]＝s(k+1)s*(k-1)-s(k)s*(k)(14)Ψ1[s(k)]＝s(k+1)s*(k-1)+s(k)s*(k)(15)tan(ψ.(k+1))=Re{-jΨ0(k)Ψ1(k)}---(16)]]>圖6顯示了用于實現式(14)到(16)的一種解調器形式19，它包括兩個復數信號延時單元60，每個延時單元提供一個抽樣周期T的延時，兩個復共軛功能塊61，三個復數信號相乘器62到64，兩個復數信號相加器65和66，一個復數信號除法器67和一個在線69上輸出相除結果的實部(在(16)式中被表示為Re{})的功能塊68。功能塊61由延時單元60的輸出產生變換式(14)和(15)中的復數共軛，復數信號相乘器62和63產生這些公式中的乘積。相加器65和66分別產生相乘器輸出的復數差與復數和，藉此分別產生值Ψ0和Ψ1。前一個值在復數信號相乘器64中與-j相乘，其乘積在復數信號除法器67中被除以相加器66的輸出。相除結果的實部由功能塊68提供到輸出線69上。正如從以上說明可看到的，解調器19在線69上的輸出代表。如下所述，這個信號由ASTVARMA單元18直接使用。如果解調器19用來代替傳統的FM解調器14，或如果需要從解調器19的輸出得到實際的FM解調信號，那么就需要附加的反正切函數塊或查值表，以便把線69上的信號轉換成FM解調信號另外，從以上說明中還可看到，可以在DSP中方便地提供解調器19的所有函數。數學上可以顯示和證明，與傳統的FM鑒頻器相比，如上所述的解調器19，能夠顯著抑制由CCI引入的音頻噪聲。如上所述，ASTVARMA模型和系數計算單元18在與有用信號的瞬時頻率有關的控制之下，用來增大CCIC增益，特別是存在Rayleigh衰落的時候。為此，單元18包括一個有用信號的時變零值濾波器，把有用信號和CCI的輸入的混合信號加到該濾波器上，它將去除有用信號，在其輸出端處只產生CCI信號，相加器用來從輸入的混合信號中減去零值濾波器的輸出以產生單元18的輸出信號，因而也是CCIC15的輸出信號，計算單元用于根據有用信號的瞬時頻率確定零值濾波器的時變系數，正如EBFM解調器19所確定的那樣。圖7顯示了零值濾波器和相加器的實施例，及圖8顯示了計算單元的實施例。為了確定時變的零值濾波器的適當形式，需要有用信號的模型。用于ASTVARMA模型的總設計原則在WenTong的“AlmostSymmetricalTime-VaryingARMAModelAndItsApplicationForSeparationOfSuperimposedSignalsWithOverlappingFourierSpectra(準對稱時變ARMA模型及其對具有重疊傅立葉譜的疊加信號的分離的應用)”，Ph.D.Dissertation，ConcordiaUniversity，Montreal，Canada，May1993.中有描述。此處假定，有用信號是AMPS信號ejΨ(k-m)；并選擇了輔助函數(-1)m+1ejΨ(k-m)以提供一組線性獨立函數{ejΨ(k-m)，(-1)m+1ejΨ(k-m)}k，m＝1，2....(17)對于AMPS信號，瞬時頻率處在從-π/2到π/2的范圍內，這樣與這組函數有關的烏龍斯基(Wronskian)行列式總是正值ejψ(k)-e-jψ(k)ejψ(k-1)e-jψ(k-1)=2cos(ψ(k)-ψ(k-1))=2cos(ψ.(k))>0---(18)]]>可以知道，如果一組線性獨立函數具有正定的烏龍斯基行列式，那么線性齊次方程可以構造為s(k)+a1(k)s(k-1)+a2(k)s(k-2)＝0(19)其中a1(k)和a2(k)是時變系數。這兩個系數可通過首先構造增廣烏龍斯基行列式而直接求解ejψ(k-0)-e-jψ(k-0)s(k-0)ejψ(k-1)e-jψ(k-1)s(k-1)ejψ(k-2)-e-jψ(k-2)s(k-2)=0----(20)]]>使用拉普拉斯(Laplacian)子行列式展開，得出a1(k)=--ejψ(k-0)-e-jψ(k-0)ejψ(k-2)-e-jψ(k-2)ejψ(k-1)e-jψ(k-1)ejψ(k-2)-e-jψ(k-2)=-jsin(ψ.(k)+ψ.(k-1))cos(ψ.(k-1))---(21)]]>a2(k)=ejψ(k-0)-e-jψ(k-0)ejψ(k-1)e-jψ(k-1)ejψ(k-1)e-jψ(k-1)ejψ(k-2)-e-jψ(k-2)=-cos(ψ.(k))cosψ.(k-1)---(22)]]>齊次線性方程(19)表示零值濾波器，它利用由式(21)和(22)定義的、與AMPS信號瞬時頻率有關的時變系數a1(k)和a2(k)，同步地完全消除了AMPS信號，并且與信號幅度無關。基于這一點，單元18要用的AMPS信號的二階時變零值濾波器由下式定義u(k)＝x(k)+a1(k)x(k-1)+a2(k)x(k-2)(23)y(k)＝u(k)-αa1(k)y(k-1)-α2a2(k)y(k-2)(24)其中X(k)是送到零值濾波器的輸入信號(由圖2中CLNF16的輸出信號Xlim(k)組成)，y(k)是零值濾波器的輸出信號，u(k)是中間信號，α是恒定的對稱因子，例如等于0.99，以及a1(k)和a2(k)是如上面定義的時變系數。圖7顯示了實現式(23)和(24)的時變零值濾波器和相加器70，如上所述，該相加器從輸入信號X(k)中減去零值濾波器的輸出信號y(k)以產生單元18的輸出信號。零值濾波器包括兩個部分71和72，它們分別從輸入信號X(k)產生中間信號u(k)和由中間信號u(k)產生輸出信號y(k)，每個部分提供兩個復數信號延時單元73和74，每個延時單元提供一個抽樣周期T的延時；兩個復數信號相乘器75和76，分別被提供以延時單元73和74的輸出和分別被提供以系數a1(k)和a2(k)，用于構成式(23)和(24)中的乘積；以及一個復數信號相加器77，用于分別產生信號u(k)或y(k)。兩個部分71和72是類似的，不過在部分72中，相乘器75和76還分別被提供以因子α和α2，并且按照式(24)中的負號，它們的輸出被提供給相加器的相減輸入端。如上面所描述的，在線69上的解調器19的輸出代表瞬時頻率的正切，即，或簡化為重新對樣值計數時的，而單元18中零值濾波器的時變系數a1(k)和a2(k)是使用瞬時頻率的正弦和余弦項表示。顯然，如上所述，解調器19可以增補以反正切函數以產生表示瞬時頻率的復數信號，它可用于正弦和余弦函數，以產生上述的系數a1(k)和a2(k)。然而，如果直接根據線69上解調器19的正切函數輸出計算系數a1(k)和a2(k)，在構成解調器19和單元18的計算單元的DSP中需要的處理更少。這是用以下所述方式來完成的。時變系數a1(k)和a2(k)的以上公式可通過瞬時頻率的正切，余弦和正割的乘法重寫如下a1(k)=-j(tan(ψ.(k))+tan(ψ.(k-1)))cos(ψ.(k))----(25)]]>a2(k)=-cos(ψ.(k))sec(ψ.(k-1))---(26)]]>另外，如果瞬時頻率滿足條件，即如果，則余弦和正割函數可進行如下展開cos(ψ.(k))=(1+tan2(ψ.(k)))-1/2=1-12tan2(ψ.(k))-38tan4(ψ.(k))---(27)]]>sec(ψ.(k))=(1+tan2(ψ.(k)))1/2=1+12tan2(ψ.(k))-18tan4(ψ.(k))---(28)]]>按照式(27)和(28)，通過使用實信號相加器與相乘器，以及例如如圖8所示，提供一個抽樣周期T的實信號延時單元，可以直接根據線69上的信號確定時變系數a1(k)和a2(k)。參照圖8，延時單元80由輸入信號產生信號。第一組集合在一起的三個相乘器和兩個相加器，被標以參考號81，實現式(27)以產生線82上的信號。第二組集合在一起的三個相乘器和兩個相加器，被標以參考號83，實現式(28)以產生線84上的信號。相加器85在線86上產生的和，另外三個相乘器按照式(25)和(26)，由線82，84和86上的信號產生時變系數a1(k)和a2(k)。如果瞬時頻率不滿足以上條件，那么就能滿足條件。在這種情況下，實現解調器19中除法功能67的DSP通常交換除法的分子和分母，使得其輸出保持不大于一，因此，線69上的解調器19的輸出變成而不是。表示這種交換的除法功能塊的輸出用來把單元18中的系數計算單元從圖8所示的裝置切換到修正的裝置，該裝置實現時變系數a1(k)和a2(k)的、用表示的以下替換表示式和展開式a1(k)=-j(cot(ψ.(k))+cot(ψ.(k-1)))sin(ψ.(k))tan(ψ.(k-1))---(29)]]>a2(k)=-cos(ψ.(k))sec(ψ.(k-1))----(30)]]>sin(ψ.(k))=(1+cot2(ψ.(k)))-1/2=1-12cot2(ψ.(k))+38cot4(ψ.(k))---(31)]]>sec(ψ.(k))=tan(ψ.(k))(1+cot2(ψ.(k)))1/2]]>=tan(ψ.(k))+12cot(ψ.(k))-18cot3(ψ.(k))----(32)]]>cos(ψ.(k))=cot(ψ.(k))sin(ψ.(k))---(33)]]>對于這種情況下單元18的系數計算單元的詳細形式不再加以說明，但總的來說，可以按照類似于先前情況下圖8所示單元的形式來實現。單元18具有特別的優點，它能在存在Rayleigh衰落和多徑衰落的情況下恢復有用AMPS信號，并提供幾乎沒有CCI的恒定包絡輸出信號。而且，單元18能在存在相當強的任意CCI的情況下恢復有用AMPS信號。雖然這些優點專門針對的是使用上述模型的AMPS信號，但同樣的原理可應用于其它有用信號，按照有用信號的適當模型產生對于有用信號零值濾波器的時變系數。應當看到，除了以上特別提及的替換方案以外，對于上面詳細描述的特定裝置可以在本權利要求的范圍內進行許多其它變化，變形和改動。權利要求1.在通信系統中減小接收信號中與預定頻段內的有用信號共信道的干擾的方法，包括以下步驟對接收信號進行抽樣以產生樣值X(k)，每個樣值可由復數表示；以及按照函數X(k)/|X(k)|對每個樣值限幅以產生接收信號的限幅信號樣值。2.權利要求1所要求保護的方法，其特征在于，還包括對接收信號的限幅信號樣值進行濾波的步驟，以去除不在所述頻帶內的分量。3.權利要求2所要求保護的方法，其特征在于，包括通過以下步驟進一步減小共信道干擾對濾波后的限幅信號樣值進行數字處理以產生具有不在所述頻帶內的分量的處理后的樣值；以及對處理后的樣值進行濾波以去除不在所述頻帶內的分量。4.權利要求2所要求保護的方法，其特征在于，還包括以下步驟形成每個濾波后的限幅信號樣值與其復數共軛值相乘的第一乘積；對第一乘積進行濾波以去除基帶直流分量；形成每個濾波后的限幅信號樣值與濾波后的第一乘積相乘的第二乘積；形成每個濾波后的限幅信號樣值和第二乘積之間的差值；對該差值進行濾波以去除不在所述頻帶內的分量。5.權利要求1到4中任一項所要求保護的方法，其特征在于，還包括在抽樣以前把接收信號變頻到基帶的步驟。6.減小在預定頻帶內基帶調頻信號的復數信號樣值X(k)中的共信道干擾的方法，包括以下步驟對每個復數信號樣值限幅以構成等于X(k)/|X(k)|的限幅樣值；以及對限幅信號樣值進行低通濾波以去除不在預定頻帶內的分量。7.權利要求6所要求保護的方法，其特征在于，還包括對濾波后的限幅信號樣值進行非線性濾波以進一步減小共信道干擾的步驟。8.權利要求6所要求保護的方法，其特征在于，還包括以下步驟把每個濾波后的限幅信號樣值與其復數共軛值相乘，從該乘積中去除直流分量，用結果乘以該濾波后的限幅信號樣值，以及對所得乘積與濾波后的限幅信號樣值之間的差值進行低通濾波，以去除不在預定頻帶內的分量。9.權利要求1到8中任一項所要求保護的方法，其特征在于，還包括以下步驟對信號樣值進行濾波，以便由每個信號樣值構成一組濾波后的樣值，它們代表信號樣值在預定頻帶內的不同窄頻帶中的分量；識別這組濾波后的樣值中具有最大瞬時能量的一個樣值；以及至少選擇這組濾波后的樣值中識別的那個樣值作為共信道干擾減小的信號樣值。10.權利要求9所要求保護的方法，其特征在于，其中構成一組濾波樣值的濾波步驟接在對每個樣值限幅的步驟之后。11.在通信系統中減小接收信號中與預定頻帶內的有用信號共信道的干擾的方法，包括以下步驟對接收信號進行抽樣以產生信號樣值，每個樣值可由復數表示；對信號樣值進行濾波，以便由每個信號樣值構成一組濾波后的樣值，它們代表信號樣值在預定頻帶內的不同窄頻帶中的分量；識別這組濾波后的樣值中具有最大瞬時能量的一個樣值；以及至少選擇這組濾波后的樣值中識別的那個樣值作為共信道干擾減小的信號樣值。12.權利要求9到11中任一項所要求保護的方法，其特征在于，其中至少有三個具有等間隔中心頻率的不同窄頻帶，對每個信號樣值進行濾波以構成一組濾波后的樣值中的不同樣值的步驟包括對于所有不同窄頻帶把信號樣值變頻到一個公共中心頻率的步驟，以及至少選擇這組濾波后的樣值中識別的那個樣值作為共信道干擾減小的信號樣值的步驟包括把每個所選濾波后的樣值變頻回到其原有中心頻率的步驟。13.減小在預定頻帶內基帶調頻信號的信號樣值中的共信道干擾的方法，包括以下步驟對信號樣值進行濾波，以便由每個信號樣值構成一組濾波后的樣值，它們代表信號樣值在預定頻帶內的至少三個具有等間隔中心頻率的不同窄頻帶中的分量，濾波以便構成一組濾波后的樣值中的不同樣值的步驟包括對所有不同的窄頻帶把信號樣值變頻到一個公共中心頻率的步驟；識別這組濾波后的樣值中具有最大瞬時能量的一個樣值；以及至少選擇從這組濾波后的樣值中識別的那個樣值作為共信道干擾減小的信號樣值，選擇步驟包括把每個所選濾波樣值變頻回到其原有中心頻率的步驟。14.權利要求9到13中任一項所要求保護的方法，其特征在于，其中濾波以便構成一組濾波樣值的每個樣值的步驟包括按照角橢球體函數進行濾波的步驟。15.權利要求1到8中任一項所要求保護的方法，其特征在于，還包括以下步驟把信號樣值延時兩個抽樣周期以產生三個連續的樣值S(k-1)，S(k)，和S(k+1)，并通過至少確定下式的實部來產生解調信號-js(k+1)s*(k-1)-s(k)s*(k)s(k+1)s*(k-1)+s(k)s*(k)]]>其中S*(k-1)和S*(k)分別是S(k-1)和S(k)的共軛復數。16.權利要求15所要求保護的方法，其特征在于，其中產生解調信號的步驟接在對每個樣值限幅的步驟之后。17.權利要求9到14中任一項所要求保護的方法，其特征在于，還包括以下步驟把信號樣值延時兩個抽樣周期以產生三個連續的樣值S(k-1)，S(k)，和S(k+1)，并通過至少確定下式的實部來產生解調信號-js(k+1)s*(k-1)-s(k)s*(k)s(k+1)s*(k-1)+s(k)s*(k)]]>其中S*(k-1)和S*(k)分別是S(k-1)和S(k)的共軛復數。18.權利要求17所要求保護的方法，其特征在于，其中產生解調信號的步驟接在對信號樣值濾波以產生一組濾波后的樣值的步驟之后。19.處理調頻信號的信號樣值的方法，包括以下步驟把信號樣值延時兩個抽樣周期以產生三個連續的樣值S(k-1)，S(k)和S(k+1)，以及通過至少確定下式的實部來產生解調信號-js(k+1)s*(k-1)-s(k)s*(k)s(k+1)s*(k-1)+s(k)s*(k)]]>其中S*(k-1)和S*(k)分別是S(k-1)和S(k)的共軛復數。20.權利要求15到19中任一項所要求保護的方法，其特征在于，還包括確定解調信號的反正切值以產生解調信號的步驟。21.權利要求15到20中任一項所要求保護的方法，其特征在于，還包括以下步驟在有用信號的時變零值濾波器中對信號樣值進行濾波以產生誤差信號樣值；根據解調信號確定零值濾波器的時變的系數；以及從信號樣值中減去誤差信號樣值以產生輸出信號樣值。22.為實現權利要求1到21中任一項的方法而編程和配置的數字信號處理器。23.用于減小在預定頻帶內基帶調頻信號的復數信號樣值中的共信道干擾的設備，包括復數信號限幅器和非線性濾波器，用于由信號樣值產生非線性濾波后的限幅樣值；選擇性濾波器，它被提供以非線性濾波后的限幅樣值，用于產生在不同時間來自頻帶不同部分的最大瞬時能量信號樣值；非線性變換單元，用于從由選擇性濾波器產生的最大瞬時能量信號樣值中產生解調信號；以及零值濾波器單元，響應于提供時變零值濾波器系數的解調信號，用于在非線性濾波后的限幅信號樣值中分離有用信號和共信道干擾。24.用于減小在預定頻帶內基帶調頻信號的復數信號樣值X(k)中的共信道干擾的設備，包括復數信號限幅器(20)，用于從復數信號樣值X(k)產生限幅信號樣值X(k)/|X(k)|；以及低通濾波器(21)，用于對限幅樣值進行濾波。25.權利要求24所要求保護的設備，其特征在于，還包括非線性濾波器，用于對從低通濾波器輸出的樣值進行非線性濾波，以產生共信道干擾進一步減小的非線性濾波的樣值。26.權利要求25所要求保護的設備，其特征在于，其中非線性濾波器包括第一相乘器(23)，用于產生從低通濾波器輸出的每個濾波后的限幅信號樣值與其復數共軛值的第一乘積；高通濾波器(24)，用于從第一乘積中去除直流分量；第二相乘器(25)，用于產生每個濾波后的限幅信號樣值和高通濾波后的第一乘積之間的第二乘積；電路(26)，用于產生每個濾波后的限幅信號樣值和第二乘積之間的差值；以及低通濾波器(27)，用于對所述差值進行濾波。27.權利要求24到26中任一項所要求保護的設備，其特征在于，包括選擇性濾波器，它包括濾波器(40)，用于對信號樣值進行濾波以便由每個信號樣值構成一組濾波后的樣值，它們代表信號樣值在預定頻帶內的不同窄頻帶中的分量；最大能量選擇性(47)，用于識別這組濾波后的樣值中具有最大瞬時能量的一個樣值；以及選擇器(44)，用于至少選擇這組濾波后的樣值中識別的那個樣值作為共信道干擾減小的信號樣值。28.權利要求27所要求保護的設備，其特征在于，其中選擇性濾波器被提供以限幅樣值。29.在通信系統中用于減小接收信號中與預定頻段內的有用信號的復數信號樣值的共信道干擾的設備，包括濾波器(40)，用于對信號樣值進行濾波以便由每個信號樣值構成一組濾波后的樣值，它們代表信號樣值在預定頻帶內的不同窄頻帶中的分量；最大能量選擇器(47)，用于識別這組濾波后的樣值中具有最大瞬時能量的一個樣值；以及選擇器(44)，用于至少選擇這組濾波后的樣值中識別的那個樣值作為共信道干擾減小的信號樣值。30.權利要求27到29中任一項所要求保護的設備，其特征在于，其中選擇性濾波器包括變頻器(42)，用于對于所有不同窄頻帶把信號樣值變頻到一個公共中心頻率，以及變頻器(45)，用于把由選擇器選擇的每個濾波后的樣值變頻回到其原有中心頻率。31.權利要求27到30中任一項所要求保護的設備，其特征在于，其中每個濾波器(40)包括一個角橢球體函數濾波器。32.權利要求24到31中任一項所要求保護的設備，其特征在于，還包括解調器，它包括延時單元，用于把信號樣值延時兩個抽樣周期，以產生三個連續的樣值S(k-1)，S(k)，和S(k+1)，以及用于通過至少確定下式的實部來產生解調信號的單元-js(k+1)s*(k-1)-s(k)s*(k)s(k+1)s*(k-1)+s(k)s*(k)]]>其中S*(k-1)和S*(k)分別是S(k-1)和S(k)的共軛復數。33.用于處理調頻信號的信號樣值的設備，該設備包括解調器，它包括延時單元，用于把信號樣值延時兩個抽樣周期，以產生三個連續的樣值S(k-1)，S(k)，和S(k+1)，以及用于通過至少確定下式的實部來產生解調信號的單元-js(k+1)s*(k-1)-s(k)s*(k)s(k+1)s*(k-1)+s(k)s*(k)]]>其中S*(k-1)和S*(k)分別是S(k-1)和S(k)的共軛復數34.權利要求32或33所要求保護的設備，其特征在于，還包括用于確定解調信號的反正切值以產生解調信號的單元。35.權利要求32到34中任一項所要求保護的設備，其特征在于，還包括時變濾波器，用于根據時變系數來對信號樣值濾波以產生誤差信號樣值；用于根據解調信號確定零值濾波器的時變系數的單元；以及用于從信號樣值中減去誤差信號樣值以產生輸出信號樣值的單元。全文摘要在FM通信(例如,AMPS)信號的基帶數字樣值中的共信道干擾被復數信號限幅器與非線性濾波器(CLNF)(16)和時變零值濾波器單元(18)所消除,該樣值被送給CLNF,來自CLNF的輸出樣值又被送給時變零值濾波器單元,以分離有用信號和殘余干擾。來自CLNF的輸出樣值還通過選擇性窄帶濾波器組(17)被送給非線性變換單元(19),用于產生基于能量的解調信號,根據該解調信號可以得出零值濾波器的時變系數。這些單元可單獨使用或以不同的配置和組合方式使用,而且可以擴大變換單元并用來取代傳統的FM解調器(14)。文檔編號H04B1/10GK1199518SQ96197510公開日1998年11月18日申請日期1996年10月9日優先權日1995年10月10日發明者童文,汪瑞,A·雅維德,A·V·加爾莫諾夫,A·V·科托夫,A·Y·沙文科夫,A·G·菲拉托夫申請人:北方電訊有限公司