專利名稱：信道均衡器和使用它的數字電視接收機的制作方法
技術領域：
本發明涉及一種使用殘余邊帶(vestigial side band，VSB)調制的地面數字電視(TV)接收機中的信道均衡器。
背景技術：
通常，使用殘余邊帶(VSB)系統從一個發射端傳輸的地面電視(TV)信號在經過多路信道之后到達一個接收端。然而，到達的信號被符號間干擾(Inter Symbol Interference，ISI)而嚴重地失真了，所以應當采用一個信道均衡器以便除去干擾和恢復原始信號。
有一個非線性的判定反饋均衡器作為在用于單載波傳輸系統、諸如當前VSB系統的接收機中采用最多的信道均衡器。由于非線性的判定反饋均衡器在時間域中工作，并且使用具有小操作量的最小均方(LMS)用于更新系數，所以它的收斂速度較低，但是具有實現起來簡單和容易的優點。
如果信道失真是嚴重的，瞬時間域判定反饋均衡器的輸出沒有刪除所有的ISI，或者在正常操作期間信道有一個大的突然變化，則用于確定非線性判定反饋均衡器的輸出的判定值與原始信號是非常不同的。在這種情況下，錯誤確定的判定值被再次輸入到反饋部分的均衡器中，所以來自非線性判定反饋均衡器的輸出可能變得越來越差了，即可能會發生誤差傳播現象。此外，在發生誤差傳播現象之后，由于均衡器顯現出即使傳輸信道的狀態改善了也不能重新收斂并且留在變壞了的狀態的磁滯跡象，所以均衡器在嚴重的靜態多路信道下有一個均衡性能限制。
此外，由于時域均衡器、諸如非線性的判定反饋均衡器可以僅僅保持在多路徑當中具有最大能量的主路徑并且刪除所有對應于其余路徑的ISI分量的方式工作，當從諸如時變信道而不是靜態信道以來的主通路的位置變化時，時域均衡器不能穩定地操作，所以幀同步經常被打斷。在均衡器之后執行信道解碼的過程中幀同步應當是必需的，并且如果同步被打斷了，則信道解碼就變成不可能的了。
在用于地面電視的傳輸信道的情況下，由于對來自于地面和地面上建筑物的構造的影響作出敏感響應的特性，使得由多路徑導致的時差常常變得大于幾十微秒。在以符號率(10.76MHz)工作的時域均衡器中，為了從具有大的時差進入的多路徑信號中恢復原始信號，以中心標記為基礎，時域均衡器中的濾波器的長度應當最少大于幾百個標記。如上所述，隨著在地面電視接收機中對均衡時間域的傳播的需求的增加，所以采用均衡濾波器的時間域長度的擴展在實現中有了限制。
發明內容
因此，本發明旨在提供一種信道均衡器和一種使用它的數字電視接收機，其實質上排除了由于相關技術的局限性和缺點導致的一個或多個問題。
本發明的一個目的是提供這樣一種信道均衡器和使用它的一種數字電視接收機，其中該信道均衡器總是能夠通過對在頻率域中在殘余邊帶系統中傳輸的地面電視信號執行信道均衡，輸出一致的性能，而不考慮失真強度和路徑數目。
本發明的另一個目的是提供這樣一種信道均衡器和使用它的一種數字電視接收機，其中在該信道均衡器中即使在隨時間變化的多路徑信道中數據幀同步也總是具有一致的特性。
本發明還有另一個目的是提供這樣一種信道均衡器，其通過實現一個迫零信道均衡器來顯示均等的性能，而不考慮失真強度和多路徑的數目，該迫零信道均衡器通過最小二乘類型信道預測器獲得一個精確的傳輸信道和在頻率域中根據獲得的傳輸信道刪除ISI。
本發明還有另一個目的是提供這樣一種信道均衡器，其通過即使是隨時間變化的多路徑信道也一直保持信道均衡器的輸出的數據幀同步和均等的特性，通過克服隨時間變化的均衡器的缺點(例如，依據主路徑均衡器中的數據幀的同步經常變化而發生的幀誤差)，即使在移動接收環境以及固定接收環境中也具有一個穩定的接收性能。
本發明另外的優點、目的和特征有一部分在隨后的說明書中闡述，有一部分對于本領域技術人員來說在看過下列內容后會是顯而易見的，或者是可以從本發明的實踐中得知。本發明的目的及其它優點可以通過在所撰寫的說明書和權利要求以及附圖中特別指出的結構得到實現和完成。
為了實現這些目的及其它優點，并依據本發明的目的，如在此包括的和概括描述的那樣，一種信道均衡器包含一個信道估算單元，用于通過從已經經過該信道的接收信號中估算傳輸信道的脈沖響應，來估算一個信道的有限脈沖響應估算值，和一個信道失真補償單元，用于在分別把轉換所接收的信號和估算的脈沖響應轉換到頻率域中之后，通過使用在頻率域中估算的時間脈沖響應，補償所接收信號的信道失真，并且再次把所接收的信號轉換到時間域中。
在本發明中，信道估算單元包括一個互相關值發生器，用于檢測訓練時間，和計算在訓練時間期間已經經過該信道的一個訓練序列和在接收機中的一個預定訓練序列之間的互相關值p(n)；一個瞬時估算單元，用于通過執行一個預定訓練信號的自相關矩陣的逆矩陣的系數和互相關值的矩陣乘法，來估算一個瞬時信道值；以及一個估算信道濾波器，用于計算在前一幀的預先存儲的估算信道和正從瞬時信道估算單元中輸出的當前瞬時信道之間的平均值，并且輸出該平均值。
在本發明中，信道失真補償單元包括一個第一快速傅里葉變換單元，用于把接收的信號從時間域變換到頻率域；一個第二快速傅里葉變換單元，用于把在信道估算單元中估算的信道脈沖響應從時間域變換到頻率域；一個ROM，用于以表格的形式存儲被變換到頻率域中的信道脈沖響應的相反值；一個復數乘法器，用于通過使用從ROM輸出的信號校正從第一快速傅里葉變換單元輸出的、在頻率域中的所接收信號的失真；以及一個快速傅里葉逆變換單元，用于把從復數乘法器中輸出的頻率域信號逆變換到時間域中。
在本發明的另一個方面中，信道失真補償單元包括一個1x→2x轉換器，用于通過在前一數據塊上疊加正在接收的一個信號中的一個數據塊，允許2x快速傅里葉變換；一個零填充器，用于在信道估算單元中用0(零)填充估算的信道脈沖響應以適合于2x快速傅里葉變換塊；一個第一快速傅里葉變換單元，用于把1x→2x轉換器中的2x數據塊轉換到頻率域中；一個第二快速傅里葉變換單元，用于把用0(零)填充的估算的信道脈沖響應轉換到頻率域中；一個地址發生器，用于通過計算第二快速傅里葉變換單元的實數和復數輸出的平方并且相加平方數，來生成一個地址；一個ROM，用于預先存儲信道脈沖響應的相反值，并且輸出一個對應于地址發生器中的地址的相反值；一個乘法器，用于分別把來自ROM的輸出值和第二快速傅里葉變換的實數和復數相乘；一個復數乘法器，用于執行從第一快速傅里葉變換單元輸出的頻率域接收數據的復數輸出值和乘法器的復數輸出值的復數乘法；一個快速傅里葉逆變換單元，用于把來自復數乘法器的輸出值逆轉換到時間域中；以及一個2x→1x轉換器，用于僅僅從快速傅里葉逆變換單元中提取1x塊數據。
在本發明的另一個方面中，信道均衡器進一步包括一個噪聲刪除單元，用于從信道失真補償單元的輸出中估算用于均衡的增強噪聲，以及用于刪除包含在時間域信號中的增強噪聲和殘余符號干擾分量。
噪聲刪除單元包括一個噪聲預測器，用于通過從信道失真補償單元的輸出中僅僅提取有色噪聲來估算一個增強的噪聲，以及一個減法器，用于通過從來自信道失真補償單元的輸出中減去由噪聲預測器預測的噪聲，來變白噪聲。
噪聲刪除單元包括一個選擇器，用于在訓練期間選擇訓練序列和在數據塊期間選擇噪聲刪除信號的確定值，并且輸出所選擇的信號作為一個原始信號；一個第一減法器，用于通過從信道失真補償單元的輸出中減去選擇器的輸出，來僅僅提取有色噪聲；一個噪聲預測器，用于接收和延遲來自第一減法器的輸出，并且通過使用延遲的值估算增強的噪聲；一個第二減法器，用于通過從信道失真補償單元的輸出中減去在噪聲預測器中預測的噪聲，來變白噪聲；以及一個確定器，用于確定在第二減法器中被刪除其中的增強噪聲的噪聲，并且把確定的結果輸出到選擇器。
在本發明的另一個方面中，一種信道均衡器包含一個信道估算單元，用于通過從已經經過該信道的接收信號中估算傳輸信道的脈沖響應，來估算一個信道的有限脈沖響應估算值；一個信道失真補償單元，用于在分別轉換所接收的信號和估算的脈沖響應到頻率域中之后，通過使用在頻率域中估算的時間脈沖響應，補償所接收信號的信道失真，并且再次把所接收的信號轉換到時間域中；以及一個噪聲刪除單元，用于從信道失真補償單元的輸出中估算在均衡期間增強的噪聲，以及用于刪除包含在時間域信號中的增強噪聲和殘余符號干擾分量。
在本發明的另一個方面中，一種利用一個信道均衡器的數字電視接收機包含一個調諧器，用于通過在經由天線接收一個殘余邊帶調制信號時調諧來選擇一個期望的信道頻率，并且把所選擇的頻率轉換成為一個中頻信號；一個解調器，用于數字化從調諧器輸出的中間信號，并且把數字化的信號解調制成為一個基帶信號；一個信道估算單元，用于通過從解調器的輸出信號中估算傳輸信道的脈沖響應，來估算一個信道的有限脈沖響應估算值；一個信道失真補償單元，用于在分別轉換所接收的輸出信號和估算的脈沖響應到頻率域中之后，通過使用在頻率域中估算的時間脈沖響應，補償所接收的輸出信號的信道失真，并且再次把所接收的輸出信號轉換到時間域中；一個噪聲刪除單元，用于從信道失真補償單元的輸出中估算在均衡期間增強的噪聲，以及用于刪除包含在時間域信號中的增強噪聲和殘余符號干擾分量；以及一個糾錯單元，用于校正從噪聲刪除單元輸出的數據的相位和誤差，并且輸出校正了的數據用于解碼。
應當理解，本發明的上述一般說明及下列的詳細說明都是示范性的和說明性的，而且被用來提供對如權利要求所述的本發明的進一步說明。
被包括在內以提供對本發明的進一步理解、并且被結合進來構成這個申請一部分的附圖，舉例說明了本發明中的實施例，并且和說明書一起用來說明本發明的原理。在附圖中圖1說明了一個顯示了依據本發明的信道均衡器的整體結構的方框圖；圖2說明了一個顯示了依據相關技術的殘余邊帶傳輸系統中的一數據幀的方框圖；圖3說明了依據本發明的一種未知的系統標識模型的方框圖；圖4a到4e說明了顯示最小二乘法數據對信道估算的影響的示意圖；圖5說明了使用圖1中的最小二乘法的詳細方框圖；圖6說明了圖1中的頻率域迫零信道失真補償單元的詳細方框圖；圖7說明了圖1中的噪聲刪除單元的詳細方框圖；以及圖8說明了作為采用依據本發明的信道均衡器的數字電視接收機的一個例子的方框圖。
具體實施例方式
下面將結合本發明中的最佳實施例進行詳細說明，其中的例子在附圖中進行了舉例說明。
本發明通過一個殘留邊帶系統在頻率域中執行地面波電視信號的信道均衡。
圖1說明了一個顯示了依據本發明的信道均衡器的整體結構的方框圖，信道均衡器包括一個布置在發射端和接收端處的信道單元100，以及一個頻率域信道均衡單元，用于從由信道單元100增加了白噪聲的一個地面電視接收信號中恢復原始信號。
信道單元100包括一個加法器120，它把白噪聲w(n)增加到已經經過多路信道110的地面電視接收信號x(n)上，增加了白噪聲的地面電視接收信號y(n)被輸入到頻率域信道均衡單元中。
頻率域信道均衡單元包括一個信道估算單元200，用于從接收的信號y(n)中估算一個傳輸信道(脈沖響應)的路徑；一個信道失真補償單元300，用于通過使用由信道估算單元200在頻率域中估算的時間脈沖響應，來補償從信道單元100接收的信號的信道失真；以及一個噪聲刪除單元400，用于通過從來自信道失真補償單元300的輸出中估算用于均衡的增強噪聲，刪除包含在從信道失真補償單元300輸出的一個時間域信號中的增強噪聲和殘余符號干擾分量。
信道失真補償單元300包括第一快速傅里葉變換(在下文中被稱為FFT)單元310，用于把通過信道單元100接收的信號y(n)從時間域變換到頻率域；一個第二FFT單元320，用于把在信道估算單元200中估算的信道脈沖響應 從時間域變換到頻率域；一個ROM 330，用于以表格的形式存儲被變換到頻率域中的信道脈沖響應的相反值；一個乘法器340，用于通過使用從ROM 330輸出的信號，校正從第一FFT單元310輸出的在頻率域中的所接收信號的失真；以及一個逆FFT單元350，用于逆轉換從乘法器340輸出的在頻率信號域中的信號。
噪聲刪除單元400包括一個噪聲預測器410，用于通過從信道失真補償單元300的輸出中僅僅提取有色噪聲，來估算一個增強的噪聲；以及一個減法器420，用于通過從來自信道失真補償單元300的輸出中減去由噪聲預測器410預測的噪聲，來變白噪聲。
如以上所述那樣構造的信道均衡器下面將詳細描述如下。
首先，將描述信道估算單元200。
如圖1所示，通過信道單元100接收數據y(n)的信道估算單元200，估算原始信號x(n)可以經過的離散等價物110的脈沖響應h(n)，并且輸出一個信道的有限脈沖響應估算值 在那時，在時間域中操作的信道估算單元200通常被分成用于通過僅僅使用一個訓練序列進行估算的最小二乘(在下文中，稱為LS)估算系統、和用于通過使用信號連同數據進行估算的子信道響應匹配系統。前者的缺點是，當僅僅是訓練序列時能夠實現精確的信道估算，然而，如果訓練序列被插入到數據之間，則數據在估算中起到噪聲的作用，所以增加了估算誤差。由于后者僅僅在精確地已知信道的次序(或者脈沖響應的長度)時才能很好地執行估算，所以后者不適合于信道特性像地面信道那樣變化的狀態。
因此，本發明提出了新穎的用于僅僅使用訓練序列而不受數據影響的LS信道預測器。
為此，在下文中描述了由這樣一種殘余邊帶(在下文中被稱為VSB)系統傳輸的數據的幀結構(參見圖2)和能夠使用的訓練序列。
圖2說明了一個顯示了傳統的VSB傳輸系統中的數據幀的方框圖，而圖3說明了依據本發明的一種未知的系統標識模型的方框圖。
如圖2所示，由VSB系統正在傳輸的單幀數據被分成奇數字段和偶數字段，其中每一字段被分成313個段。
在這些段當中的第一段包括一個預定的訓練序列(即，4+511+63*3＝704個符號)，在檢測之后不可改變的VSB模式信號(即，24個符號)，為將來保留的信號(即，92個符號)，和拷貝了前一字段中的最后數據的信號(即，12個符號)。在那時，數據段同步信號存在于在預定訓練序列(即，704個符號)當中的最初四個符號中，并且接下來，是偽隨機序列，即PN 511、PN 63、PN 63和PN 63。此時，在三個PN 63塊當中的第二個PN 63的極性改變了。即，“1”變成“0”，而“0”變成“1”。因此，依據第二個PN 63的極性，單幀能夠被分成偶數/奇數字段。
其余312個段每一段包含除段同步信號的4個符號之外的828個符號。
在那時，當不使用該段832個符號中保留的符號時，728個符號能被用作訓練序列，并且在通過利用ATSC標準建議以包含保留的符號時，能夠通過使用最大820個符號作為訓練序列，來實現對一個精確信道的估算(如果不是特殊情況，則保留的符號重復地包含PN 63序列)。
此外，由于在每一字段中的每個第一段更新一次估算的信道，并且每一秒有41.318字段，所以估算信道的更新率可能大約為41Hz。
同時，如圖3所示，通過使用LS方法的信道估算被標識為用于未知系統標識的參數估算事件。此時，x(n)是一個預先已知的信號，并且假定具有用下列公式1表示的、僅僅存在L有限時間域的值。
其中t(n)是訓練序列。同時，假定h(n)為離散時間等效信道，v(n)為增加了白噪聲并且傳遞的輸出，而 為具有有限長度N的h(n)的估算值，并且能夠被表示為下列公式2。
h^(n)=[h^(-Na)h^(-Na+1)...h^(0)...h^(Nc-1)h^(Nc)]T]]>其中，N＝Na+1+Nc，N≤L，Na和Nc分別是反因果關系和因果關系分量的相應的響應長度。
在這種情況下， 具有一個像下列公式3那樣、僅僅具有最大L+N-1的有限時間域的值。
因此，如果用估算誤差e(n)=y(n)-y^(n)]]>的平方和表示的成本函數J用下列公式4表示，[公式4]J=Σn=-NaL+Nce(n)2]]>=Σn=-NaL=Nc[y(n)-Σk=-NaNh^(k)x(n-k)]2]]>則能夠獲得如下列公式5那樣的用于最小化成本函數J的 h^=R-1·p]]>其中，R是一個自相關矩陣，它的第i行分量和第j列分量能夠用下列公式6表示。
R(i,j)=Σn=0L+N-1t(n-i)t(n-j),]]>0≤i，j≤N-1其間，p是x(n)的互相關向量，而y(n)和它的第i個分量能夠用下列公式7表示。
p(i)=Σn=-NaL+Nct(n-i)y(n),]]>0≤i≤N-1在公式6中，由于x(n)是全部已知的信號，所以矩陣R就變成了一個其中分量全部為常數的常數矩陣。因此，sine R-1是一個常數矩陣，如果像公式5那樣僅僅獲得p和用R-1執行矩陣乘法，則能夠直接獲得脈沖響應估算值。
此時，作為參考，在公式4中，通過公式3對平方誤差求和的時間域不是整個時間塊，而是Na≤n≤(L+Nc)。因此，在LS中用于估算信道的目標域是一個由過去的Na時間單位和從包含訓練序列的訓練時間起將來的Nc時間單位擴展的時間域。很容易理解，在另一個時間的信道輸出值y(n)從不會影響成本函數。
在上述描述中，由于假定經過傳輸信道的輸入信號僅僅對于L個訓練序列有一個值而對于其它則具有零值，如在公式5中所示，所以能夠通過一次矩陣運算精確地估算信道。
然而，實際上經過信道的輸入信號包含正確地用于訓練時間的訓練序列，但是也包含用于其它時間的數據。
在下文中，對于在數據之間包含訓練序列的輸入信號經過信道的情況，描述了一種用于從信道輸出信號中估算信道的方法。
圖4說明了顯示了通過LS方法數據對信道估算的影響的示意圖。在圖4a中說明的VSB傳輸信號X(n)能夠被分成如圖4b所示的、僅僅對于訓練時間具有訓練序列值而對于其它時間具有零值的xt(n)，和如圖4c所示的、僅僅對于訓練時間具有零值而對于其它時間具有實際數據的xd(n)。
在這種情況下，已經經過信道的信號y(n)用下列公式8表示。
y(n)＝h(n)*x(n)＝h(n)*(xt(n)+xd(n))＝yt(n)+yd(n)因此，信號y(n)能夠被認為是分別如圖4d和4e所示、已經經過信道的兩個信號之和。
在那時，把在公式8中的y(n)代替到公式7中，則公式7由下列公式9表示。
p(i)=Σn=0L-1t(n)y(n-i)]]>=Σn=0L-1t(n)yt(n-i)+yd(n-1)]]>=pt(i)+pd(i)]]>在公式9中，在公式9中的第一項pt(i)是被用于信道估算的互相關值，而第二項pd(i)是在數據和訓練序列之間的互相關值，并且防止信道估算。此時，如果使用了其中已經經過信道的傳輸數據xd(n)是一個平均值為0(零)的隨機變量的信號yd(n)的事實，則能夠刪除第二項。即，向在公式9中的兩個成分應用了概率預期值E{·}，則它們被重新表示為下列公式10。
E{p(i)}=E{pt(i)}+E{pd(i)}]]>=pt(i)+E{Σn=0L-1t(n)yd(n-1)}]]>=pt(i)+Σn=0L-1t(n)E{yd(n-1)}]]>=pi(i)]]>為此，能夠明白，第二項變成了0(零)。
因此，信道估算單元200獲得每一字段中的信道估算瞬時值，并且用時間域平均值代替總體均值，所以通過平均或者濾波瞬時值的過程能夠更精確地估算信道。
圖5說明了一個顯示了依據本發明使用最小二乘法的新穎的信道估算單元的例子的方框圖，該裝置包括一個互相關值發生器210，用于檢測訓練時間，并且計算在訓練時間期間已經經過信道的一個訓練序列和在接收機處的一個預定訓練序列之間的互相關值p(n)；一個瞬時估算單元220，通過矩陣乘法用于一個瞬時信道值 n-Na，-Na+1，...，0，...Nc-1，Nc，用于通過對訓練序列的自相關矩陣的逆矩陣R-1的系數和互相關值的矩陣乘法，來估算一個瞬時值；以及一個估算信道濾波器230，用于計算在前一幀的預先存儲的估算信道 和正從瞬時信道估算單元輸出的當前瞬時信道 之間的平均值，并且輸出該平均值。
互相關值發生器210包括和訓練信號的數目一樣多的串聯連接的延遲器，用于連續地延遲輸入信號；一個乘法器，用于把每個延遲器的輸出與相應的一個訓練信號相乘；以及一個累加器，用于累加所有來自乘法器的輸出。
瞬時信道估算單元220包括一個ROM表221，用于存儲在訓練序列的自相關矩陣的逆矩陣R-1的系數當中的一個最小數量；多個串聯連接的延遲器，用于連續地延遲自相關值p(n)；多個乘法器，用于把每個延遲器的輸出與ROM表221的每個輸出相乘；以及一個加法器222，用于通過把所有來自每個乘法器的輸出相加來估算瞬時值 其中n＝-Na，-Na+1，...，0，Nc-1，Nc。
即，接收的基帶信號y(n)被輸入到互相關值發生器210的延遲器中。在每個乘法器中把輸入到每個延遲器中的值y(n)，y(n-1)，...，y(n-L+1)和訓練序列值ti相乘，其中0≤i≤L-1，在加法器中把所有相乘后的值相加，以獲得互相關值p(n)，然后把獲得的互相關值p(n)輸出到瞬時信道估算單元220中。
在那時，如果像VSB系統那樣，訓練序列具有二進制值，則依據訓練序列中的1或者0(零)，乘法器能夠被替換為一個用于輸出y(n-k)值或者-y(n-k)值的選擇器。如上所述所有以這種方式生成的互相關值是沒有意義的。
如在公式7中表示的那樣，只有當包含已經經過信道的訓練序列的y(n)進入互相關值發生器210的延遲器時，互相關值才具有意義。因此，盡管在圖5中省略了，但是要求有一個用于在瞬時估算單元220上移交的互相關值p(n)、即用于計算R-1·p的相鄰塊的適當控制器。
瞬時信道估算單元220從互相關值發生器210中接收互相關值、即瞬時值pi，并且把瞬時值pi連續地存儲到它自己的N(即，Na+1+Nc)個延遲器中。在相應的乘法器中把存儲的互相關值乘以來自ROM表221的值，其中并行輸出R-1中的每列值，并且在累加器222中把所有相乘后的N個值相加，然后將其輸出到信道估算濾波器230中。
例如，和互相關值相乘并相加的第一ROM表中的值(ROM地址＝0(零))中的值意味著 的值和ROM的地址加1(一)。因此，由把下一個ROM中的值與下一個互相關值相乘和求和產生的值是 通過這樣做，能夠獲得N個值，并且獲得的值形成在公式2中的一個絕對向量。
在那時，假定從第k字段中獲得的瞬時脈沖響應為hi(k)，并且平均到前一字段的脈沖響應為hav(k-1)，則平均的脈沖響應 能夠被表示為下列公式11。
h^av(k)=β*h^av(k-1)+(1-β)*h^i(k)]]>信道估算濾波器230對應于公式11的一個實施例，并且以這種方式獲得的當前字段的平均脈沖響應被輸出到信道失真補償單元300中。在那時，由于輸入到信道估算濾波器230中的每個瞬時脈沖響應hi是一個串行信號，所以僅僅要求有單個信道估算濾波器230和N個用于存儲前一幀的平均脈沖估算值的延遲器。
在下文中，下面將詳細描述用于通過使用如上所述獲得的信道估算值來補償在頻率域中所接收信號的信道失真的信道失真補償單元300。
即，如果假定傳輸信道h(n)是充分已知的，則能夠在時間域或者頻率域中實現用于使ISI成為0(零)的迫零均衡。
首先，在時間域的均衡中，能夠在類似下列公式12的運算中獲得逆信道的脈沖響應h-1(n)。
h-1(n)=z-1{1H(z)}]]>其中，H(z)是h(n)的Z變換。由于h(n)*h-1(n)＝δ(n)，所以能夠像下列公式13那樣，通過逆信道的脈沖響應h-1(n)和接收信號y(n)的卷積獲得原始信號x(n)。
x(n)＝[x(n)*h(n)]h-1(n)其中，*是線性卷積。
同時，在頻率中的ZF均衡是一種用于像下列公式14那樣把在頻率域中所接收的信號除以頻率響應、并且把除法運算后的值逆變換到時間域中的方法。
x(n)=z-1{X(z)·H(z)H(z)}]]>以上描述的方法分別具有優點和缺點。時間域ZF均衡能夠通過卷積刪除相鄰信號的干擾，而不考慮逆信道的脈沖響應的長度，但是要求非常多的用于實現適合于該長度的橫向濾波器的硬件。此外，由于頻率域ZF均衡執行圓周卷積而不是在時間域中的線性卷積，所以有一個缺點是，當逆信道的脈沖響應的長度被期望與FFT的塊大小相似時，通過混疊或者相鄰塊干擾現象，均衡器的性能變壞了，有一個優點是，由于實現起來比橫向濾波器容易，所以用相同的硬件能夠處理具有更大長度的逆信道脈沖響應(或者刪除通過更長路徑到來的重影信號)。
然而，迫零(ZF)均衡器的缺點是，在由于通過多路徑進入的信號的幅度大約相同、而在信道的頻率響應中生成很深的空值(即，脈沖響應的根源存在于單位圓上或者其附近)的情況下，空值附近的相反值不存在或者變成很大的值，所以不能執行均衡，或者如果可能的話，噪聲增強就變得很大。
如本發明提議的那樣，通過預先準備相反值到ROM表中而不是獲得估算的信道脈沖響應的相反值，通過使存在的相反值總是有限，能夠解決第一個問題。
通過本發明在下一個段落中提出的噪聲預測器使用噪聲刪除單元400，還能夠解決第二個問題。
圖6說明了由本發明提出的頻率域迫零信道失真補償單元300的一個實施例的詳細方框圖，它包括一個1x→2x轉換器301，用于通過在前一數據塊上疊加正在接收的一個信號y(n)中的一個數據塊，允許2x快速傅里葉變換；一個零填充器302，用于用0(零)填充在信道估算單元200中估算的信道脈沖響應 以適合于2x快速傅里葉變換塊；一個第一快速傅里葉變換單元310，用于把1x→2x轉換器301中的2x數據塊轉換到頻率域中；一個第二快速傅里葉變換單元320，用于把用0(零)填充的估算的信道脈沖響應轉換到頻率域中；一個地址發生器324，用于通過計算第二快速傅里葉變換單元320的實數和復數輸出的平方并且相加這兩個平方數，來生成一個后ROM表320中的一個地址；ROM表330，用于接收地址發生器中的地址并且輸出該地址的相反值；第一和第二乘法器331和332，用于把來自ROM表330的一個輸出值分別乘以第二快速傅里葉變換單元320中的實數和復數；一個復數乘法器340，用于執行從第一快速傅里葉變換單元310輸出的頻率域接收數據的復數輸出值與第一和第二乘法器331和332的復數輸出值的復數乘法；一個快速傅里葉逆變換單元350，用于把來自復數乘法器340的輸出值逆轉換到時間域中；以及一個2x→1x轉換器351，用于從快速傅里葉逆變換單元350的2x塊中僅僅提取1x塊的數據。
通過參見圖6，如果假定要執行FFT的塊大小為2M，則接收的符號y(n)被分塊為M個數據，并且被輸入到1x→2x轉換器301中。1x→2x轉換器301通過把輸入的M個數據塊連同前一FFT塊數據中的后M個數據求和，來重構新的2M個符號塊，并且輸出重構的塊到第一FFT單元310。
像這樣，由于頻率域均衡過程與在時間域中的圓周卷積相同，所以在2M個數據塊之間疊加M個數據塊的FFT使頻率域均衡過程與線性卷積相同。
第一FFT單元310接收2M個時間域數據塊，并且把2M個時間域數據塊變換成為2M個頻率域數據塊，并且輸出2M個頻率域數據塊到復數乘法器340。
此外，在信道估算單元200估算的信道的脈沖響應h(n)被輸入到零填充器302中，零填充器302向信道脈沖響應的后面部分添加最多可達2M-N個0(零)值，并且把添加之后的值輸出到第二FFT單元320，以便在頻率域內轉換輸出。此時，N是估算的信道脈沖響應的長度。在那時，假定第二FFT單元320的輸出為 被表示為一個復數值，并且能夠像下列公式14那樣很容易地獲得它的相反值，并且把該相反值制成表，并且存儲在本發明中的ROM 330中。
1H^(k)=1H^r(k)+jH^i(k)]]>=H^r(k)-jH^i(k)H^r(k)2+H^i(k)2]]>在公式15中， 和 被分別設置為 的實數值和復數值。在那時，A(k)被定義為下列公式16。
A(k)=H^r(k)2+H^i(k)2]]>像下列公式17那樣，A(k)的值被用作ROM 330的地址。
ROM[A(k)]=1A(k)]]>在那時，通過對公式17填入ROM值，則能夠像下列公式18那樣獲得總是具有有限值的信道的相反值。
1H^(k)=ROM[A(k)]·H^r(k)-jROM[A(k)]·H^i(k)]]>能夠通過使用如圖6所示的地址發生器中的第一求平方機321、第二求平方機322和加法器323，實現生成ROM 330中的地址的公式16，ROM表330充滿數據以滿足公式17。此外，通過第一乘法器331和第二乘法器332實現公式18。
由于來自第一乘法器331和第二乘法器332的輸出是 的實數部分和復數部分，所以通過在復數乘法器340對來自第一FFT單元310的輸出與來自第一和第二乘法器331和332的輸出的復數乘法，實現了實用的頻率域ZF均衡。
來自復數乘法器340的輸出被輸入到IFFT單元350中，并且被轉換到時間域中，轉換到時間域中的、在具有2M個塊的復數數據當中的實數部分被輸入到2x→1x轉換器351中，而復數部分被直接廢棄了。2x→1x轉換器351僅僅在具有2M個塊的實數數據當中提取和輸出M個數據，并且廢棄其余的M個數據。
在本發明的這個實施例中，描述了一個用于實現實數輸入信號y(n)的例子，然而，應當理解，也能夠向復數輸入信號應用相同的方法，所以能夠實現頻率均衡。
同時，如果假定在信道失真補償單元300中正確地完成了頻率均衡，則從信道失真補償單元300輸入到噪聲刪除單元400中的信號將會被認為是原始信號和有色噪聲的和。
即，使噪聲刪除單元400的輸入信號為q(n)，則q(n)被表示為下列公式19。
q(n)＝x(n)+v(n)＝x(n)+∑h-1(k)w(n-k)其中，x(n)是理想均衡的原始信號，而v(n)是有色噪聲，其是由逆信道的脈沖響應與在接收時增加的白噪聲w(n)的卷積而生成的輸出。
因此，通過使用v(n)涉及前一個值這一事實，噪聲刪除單元400中的噪聲預測器410獲得通過在由隨機向量{v(n-1)，v(n-2)，...，v(n-L)}傳播的一個平面上投射有色噪聲v(n)而正向預測的 減法器420從v(n)中減去預測的值 所以執行增強噪聲刪除。換句話說，能夠通過從v(n)中減去預測的值 來變白v(n)，刪除為均衡而增強的噪聲。
圖7說明了噪聲刪除單元400的詳細方框圖，并且它包含一個多路復用器(MUX)401，用于在訓練期間選擇和輸出訓練序列，以及在數據塊期間選擇和輸出刪除了噪聲的信號的確定值；第一減法器402，用于通過從信道失真補償單元300的輸出中減去MUX的輸出，僅僅提取有色噪聲v(n)；一個噪聲預測器410，用于接收和延遲來自第一減法器402的輸出，并且通過使用被延遲的值v(n-1)，...，v(n-L)預測v(n)，來生成 第二減法器420，用于通過從信道失真補償單元300的輸出q(n)中減去在噪聲預測器410中預測的噪聲 來變白噪聲；以及一個確定器403，用于確定在第二減法器420中刪除了其中的增強噪聲的噪聲，即變白了的信號，并且把確定的結果輸出到MUX 405。
此時，第三減法器404和延遲器405用于控制預測器410中的系數的更新，對它們的描述省略了。第三減法器404估算并且輸出在來自第一減法器402和噪聲預測器410的輸出信號之間的差值，而延遲器405把輸入信號延遲一個單位時間，并且把被延遲的信號輸出到噪聲預測器410中的相應乘法器。
通過參見圖7，像公式19那樣，在從信道失真補償單元300輸出的信號q(n)中，原始信號x(n)和有色噪聲v(n)被包含在一起，并且信號q(n)被輸出到噪聲刪除單元400的第一減法器402和第二減法器420。
第一減法器402通過從信道失真補償單元300的輸出q(n)中減去通過MUX 401輸出的原始信號，僅僅提取有色噪聲v(n)。
在那時，MUX 401輸出原始信號到第一減法器402。MUX 401選擇和輸出用于訓練時間的訓練序列以及用于數據塊的噪聲刪除了的信號的確定值到第一減法器402。
在第一減法器402中提取的有色噪聲信號v(n)被輸入到噪聲預測器410中串聯連接的第一延遲器。在相應的乘法器中把噪聲預測器410中相應延遲器的輸出乘以預測器中的系數，并且在加法器中把所有乘法的結果相加，然后將其輸出到第二減法器420。在那時，由于噪聲預測器410中的系數存在于第一延遲器之后，所以噪聲預測器410的輸出 不是用下列公式20表示，而是用下列公式21表示。
v^(n)=Σk=0Lpkv(n-k)]]>[公式21]v^(n)=Σk=1Lpkv(n-k)]]>其中，pk是噪聲預測器410中的第k個系數，而L是噪聲預測器410的階。
成本函數J是一個均方預計誤差，并且像下列公式22那樣定義。
J=E{e(n)2}]]>=E{(v(n)-v^(n))2}]]>=E{(v(n)-Σk=1Lpkv(n-k))2}]]>其中，E是用于獲得概率預期值的運算，而e(n)是一個預計誤差。
為了獲得pk(k＝1，2，...，L)以最小化成本函數J，把成本函數J對pk求微分，然后成本函數J被表示為像下列公式23那樣。
∂J∂pk=-2·E{e(n)·v(n-k)}]]>為了使用最小均方(LMS)算法更新系數，在公式23中使用了瞬時值而不是概率預期值，而且公式23用下列公式24表示。
E{e(n)·v(n-k)}≅e·v(n-k)]]>因此，當pk(n)是在第n時間更新的第k個預測的系數時，依據時間的系數個更新公式能夠用下列公式25表示。
Pk(n+l)＝Pk(n)+μ·v(n-k)，k＝1，2，...，L通過使用更新了的系數預測的輸出 被直接輸入到第二減法器420中，以便變白接收的信號q(n)中的噪聲。此時，通過在減法器404和延遲器405的控制下執行系數更新。
因此，噪聲刪除單元400的輸出r(n)變為下列公式26。
r(n)=x(n)+w^(n)]]>=x(n)+(v(n)-v^(n))]]>其中， 是變白了的噪聲。噪聲刪除單元400的輸出是一個信道均衡的和噪聲刪除了的信號，并且幾乎是原始信號。
因此，由于確定器403確定公式26中的值也將會是原始信號的判定值，所以即使不通過在輸入端處使用訓練序列而是僅僅通過使用判定值來操作噪聲預測器410，性能也決不會變壞。
圖8說明了作為一個采用了依據本發明的信道均衡器的VSB數字電視接收機的一個例子的方框圖，當通過天線11接收在VSB方法中調制的射頻信號時，調諧器12僅僅選擇用戶想要看的特定頻道頻率，降低包含在信道頻率中的RF頻帶的VSB信號，并且適當地濾波其它信道信號。
此外，用于把任意信道中的頻譜轉換成為IF傳輸頻帶信號的調諧器12的輸出信號經過一個被用來刪除相鄰信號和噪聲信號的表面聲波(SAW)濾波器13。
在那時，由于數字廣播信號中的所有信息例如存在于從44MHz中頻到6MHz頻帶的范圍內，SAW濾波器13僅僅保持并且輸出其中存在信息的6MHz的頻帶到IF放大器14，并且從調諧器12的輸出中刪除所有剩余的頻帶。
IF放大器14把先前估算的增益值乘以從SAW濾波器13中輸出的信號，以便獲得輸出到一個后端模擬/數字(A/D)轉換器15的信號的幅度。因此，A/D轉換器15總是從IF放大器14接收并且數字化具有相同幅度的信號。在A/D轉換器15中被數字化的傳輸頻帶信號經歷諸如在解調制單元16中的載波恢復、符號時鐘恢復和DC刪除的處理，并且被輸入到信道均衡器17中。
如圖1所示，信道均衡器17包括信道估算單元200、信道失真補償單元300、噪聲刪除單元400，并且通過使用基帶中的數字信號和同步單元18以及相位校正器19的同步信號，刪除和輸出一個線性失真，其中該線性失真導致包含在基帶的數字信號中的符號和通過由建筑物或者山反射而生成的重影之間的干擾。
已經通過參見圖1到7詳細描述了信道估算單元200、信道失真補償單元300、和噪聲刪除單元400的結構和功能，并且下面將省略該描述。
同時，同步單元18恢復在傳輸時從信道均衡信號中插入的一個數據段同步信號和一個字段同步信號。同步信號被輸出到相位校正器19和FEC單元20。
相位校正器19從信道均衡器17的輸出信號中刪除從調諧器12引起的殘余相位噪聲，并且輸出噪聲刪除了的輸出信號到FEC單元20。FEC單元20通過使用同步信號從相位—噪聲—刪除信號中恢復傳輸信號，并且以傳輸流的形式輸出恢復的傳輸信號。
如上所述，依據本發明使用信道估算器和噪聲抑止器的頻率域ZF信道均衡器具有如下優點。
首先，通過使用依據LS方法的精確的信道估算器，能夠精確地估算傳輸信道而不考慮傳輸信道的特性(例如，單路徑和多路徑、靜態信道和時變信道等等)。因此，由于如果信道均衡器通過使用估算的傳輸信道執行信道均衡，則能夠精確地補償信道，所以它的性能比傳統的均衡器(例如，在時間域中在盲狀態下操作而不知道信道狀態的均衡器、或者在僅僅使用初始系數作為信道估算值之后在盲狀態下操作的均衡器)要更優越。
其次，由于對應于其余路徑的所有ISS分量應當被刪除同時在多路徑當中的主路徑被保留，當主路徑取決于時間時，在時間域中操作的均衡器不會穩定地操作，所以均衡器具有的缺點是幀同步很容易被破壞。相反地，依據本發明的信道均衡器通過在頻率域內執行信道均衡，即使對于隨時間變化的多路徑信道也提供了一個穩固的幀同步，所以甚至在移動信道也能夠展示出優越的性能。
第三，由于如果在信道的頻率響應中存在深的空值(例如，在單位圓上存在信道脈沖響應的根源的0 dB重影信道狀態)，則頻率響應的相反值不存在，所以傳統的迫零信道均衡器導致了各種現象。相反，ZF頻率均衡過程首先在相反值估算時估算地址，并且使用從該地址輸出的ROM表中的值的相反值，然后總是一個有限值。此外，由于依據本發明的信道均衡器被操作用于在通過噪聲清除器進行均衡時最小化在均衡之后的殘余ISI和增強的噪聲，所以如上所述，本發明中的信道均衡器甚至在0 dB重影信道時也能夠穩定地操作。
第四，由于能夠使用由比時間域中的橫向濾波器更簡單的硬件實現FFT，其中通過該FFT不是在時間域而是在頻率域執行均衡，所以能夠形成較長的均衡范圍。通過這樣做，關于前長重影或者后長重影的均衡性能要優于時間域均衡器的性能。
對本領域技術人員來說，顯然可以在本發明中進行各種修改和變化。因此，意圖是假如對這個發明的修改和變化屬于附加權利要求和它們的等效含義的范圍之內，則使本發明涵蓋這些修改和變化。
權利要求
1.一種用于從已經經過信道的數字電視接收信號中恢復原始信號的信道均衡器，包含一個信道估算單元，用于通過從已經經過信道的一個接收信號中估算傳輸信道的脈沖響應，來估算一個信道的有限脈沖響應估算值；以及一個信道失真補償單元，用于在分別把接收信號和估算的脈沖響應轉換到頻率域中之后，通過使用在頻率域中估算的時間脈沖響應，補償接收信號的信道失真，以及用于再次把接收的信號轉換到時間域中。
2.如權利要求1所述的信道均衡器，其中信道估算單元包含一個互相關值發生器，用于檢測一個訓練時間，并且計算在訓練時間期間已經經過該信道的一個訓練序列和在接收器處的一個預定訓練序列之間的互相關值p(n)；一個瞬時估算單元，用于通過執行一個預定訓練信號的自相關矩陣的逆矩陣R-1中的系數和互相關值的矩陣乘法，來估算一個瞬時信道值 (其中n＝-Na，-Na+1，...，0，...，Nc-1，Nc)；以及一個估算信道濾波器，用于計算在前一幀的預先存儲的估算信道 和正從瞬時信道 估算單元輸出的當前瞬時信道之間的平均值，并且輸出該平均值。
3.如權利要求2所述的信道均衡器，其中互相關值生成單元包含多個和訓練信號一樣多的串聯連接的延遲器，用于連續地延遲輸入信號；多個乘法器，用于把相應延遲器的輸出乘以相應的訓練信號ti，0≤i≤L-1；以及一個加法器，用于把相應乘法器的輸出全部相加，并且輸出互相關值p(n)。
4.如權利要求2所述的信道均衡器，其中瞬時信道估算單元包含一個ROM表，用于存儲訓練序列的自相關矩陣的逆矩陣R-1中的系數，并且并行輸出R-1的相應列值；多個串聯連接的延遲器，用于連續地延遲互相關值p(n)；多個乘法器，用于執行相應延遲器的輸出與ROM表的相應輸出的矩陣乘法；以及一個加法器，用于把相應乘法器的輸出全部相加，并且輸出瞬時信道值
5.如權利要求1所述的信道均衡器，其中信道失真補償單元包含一個第一快速傅里葉變換單元，用于把接收的信號從時間域變換到頻率域；一個第二快速傅里葉變換單元，用于把在信道估算單元中估算的信道脈沖響應從時間域變換到頻率域；一個ROM，用于以表格的形式存儲被變換到頻率域中的信道脈沖響應的相反值；一個復數乘法器，用于通過使用從ROM輸出的一個信號，校正從第一快速傅里葉變換單元輸出的在頻率域內的接收信號的失真；以及一個快速傅里葉逆變換單元，用于逆轉換從復數乘法器輸出的在頻率信號域中的信號。
6.如權利要求1所述的信道均衡器，其中信道失真補償單元包含一個1x→2x轉換器，用于通過在前一數據塊上疊加正在接收的一個信號中的一個數據塊，允許2x快速傅里葉變換；一個零填充器，用于用0(零)填充在信道估算單元中估算的信道脈沖響應 以適合于2x快速傅里葉變換塊；一個第一快速傅里葉變換單元，用于把1x→2x轉換器中的2x數據塊轉換到頻率域中；一個第二快速傅里葉變換單元，用于把用0(零)填充的估算的信道脈沖響應轉換到頻率域中；一個地址發生器，用于通過把第二快速傅里葉變換單元的實數和復數輸出求平方、并且相加平方數，生成一個地址；一個ROM，用于預先存儲信道脈沖響應的相反值，并且輸出對應于地址發生器中的一個地址的相反值；一個乘法器；用于把來自ROM的輸出值分別乘以第二快速傅里葉變換的實數和復數；一個復數乘法器，用于執行從第一快速傅里葉變換單元輸出的頻率域接收數據的復數輸出值和乘法器的復數輸出值的復數乘法；一個快速傅里葉逆變換單元；用于把來自復數乘法器的輸出值逆轉換到時間域中；以及一個2x→1x轉換器，用于僅僅從快速傅里葉逆變換單元中提取1x塊數據。
7.如權利要求1所述的信道均衡器，進一步包含一個噪聲刪除單元，用于從信道失真補償單元的輸出中估算用于均衡的增強噪聲，以及用于刪除包含在時間域信號中的增強噪聲和殘余符號干擾分量。
8.如權利要求7所述的信道均衡器，其中噪聲刪除單元包含一個噪聲預測器，用于通過從信道失真補償單元的輸出中僅僅提取有色噪聲，估算一個增強的噪聲；以及一個減法器，用于通過從信道失真補償單元的輸出中減去由噪聲預測器預測的噪聲，來變白噪聲。
9.如權利要求7所述的信道均衡器，其中噪聲刪除單元包含一個選擇器，用于在訓練期間選擇訓練序列和在數據塊期間選擇噪聲刪除了的信號的確定值，并且輸出所選擇的信號作為一個原始信號；一個第一減法器，用于通過從信道失真補償單元的輸出中減去選擇器的輸出，來僅僅提取有色噪聲v(n)；一個噪聲預測器，用于連續地接收和延遲來自第一減法器的輸出，通過使用被延遲的值預測v(n)，并且生成 一個第二減法器，用于通過從信道失真補償單元的輸出中減去在噪聲預測器中預測的噪聲 來變白噪聲；以及一個確定器，用于確定在第二減法器中刪除了其中的增強噪聲的噪聲，并且把確定的結果輸出到選擇器。
10.一種用于從已經經過信道的一個數字電視接收信號中恢復原始信號的信道均衡器，包含一個信道估算單元，用于通過從已經經過信道的一個接收信號中估算傳輸信道的脈沖響應，來估算一個信道的有限脈沖響應估算值；一個信道失真補償單元，用于在分別把所接收的信號和估算的脈沖響應轉換到頻率域中之后，通過使用在頻率域中估算的時間脈沖響應，補償所接收信號的信道失真，并且再次把所接收的信號轉換到時間域中；以及一個噪聲刪除單元，用于從信道失真補償單元的輸出中估算在均衡期間增強的噪聲，以及用于刪除包含在時間域信號中的增強噪聲和殘余符號干擾分量。
11.如權利要求10所述的信道均衡器，其中信道估算單元包含一個互相關值發生器，用于檢測訓練時間，和計算在在訓練時間期間已經經過該信道的一個訓練序列和在接收機中的一個預定訓練序列之間的互相關值p(n)；一個瞬時估算單元，通過矩陣乘法用于一個瞬時信道值 (其中n＝-Na，-Na+1，...，0，...，Nc-1，Nc)，用于通過訓練序列的自相關矩陣的逆矩陣R-1中的系數和互相關值的矩陣乘法，來估算一個瞬時值；以及一個估算信道濾波器，用于計算在前一幀的預先存儲的估算信道 和正從瞬時信道 估算單元輸出的當前瞬時信道之間的平均值，并且輸出該平均值。
12.如權利要求11所述的信道均衡器，其中互相關值發生器包含多個和訓練信號一樣多的串聯連接的延遲器，用于連續地延遲輸入信號；多個乘法器，用于把相應延遲器的輸出乘以相應的訓練信號ti，0≤i≤L-1；以及一個加法器，用于把相應乘法器的輸出全部相加，并且輸出互相關值p(n)。
13.如權利要求11所述的信道均衡器，其中瞬時信道估算單元包含一個ROM表，用于存儲訓練序列的自相關矩陣的逆矩陣R-1中的系數，并且并行輸出R-1相應列的值；多個串聯連接的延遲器，用于連續地延遲互相關值p(n)；多個乘法器，用于執行相應延遲器的輸出與ROM表的相應輸出的矩陣乘法；以及一個加法器，用于把相應乘法器的輸出全部相加，并且輸出瞬時信道值
14.如權利要求11所述的信道均衡器，其中估算信道濾波器包含n個乘法器，用于存儲前一幀的一個平均脈沖響應估算值；一個乘法器，用于把延遲器的輸出乘以第一系數D；一個加法器，用于把瞬時信道估算單元的輸出加到乘法器的輸出上，并且把相加后的結果反饋給延遲器；以及一個乘法器，用于把第二系數1-D乘以加法器的輸出，并且把相乘后的結果輸出到信道失真補償單元。
15.如權利要求10所述的信道均衡器，其中信道失真補償單元包含一個第一快速傅里葉變換單元，用于把接收的信號從時間域變換到頻率域；一個第二快速傅里葉變換單元，用于把在信道估算單元中估算的信道脈沖響應從時間域變換到頻率域；一個ROM，用于以表格的形式存儲被變換到頻率域中的信道脈沖響應的相反值；一個乘法器，用于通過使用從ROM輸出的一個信號，校正從第一快速傅里葉變換單元輸出的在頻率域內的接收信號的失真；以及一個快速傅里葉逆變換單元，用于逆轉換從乘法器輸出的在頻率信號域中的信號。16.如權利要求10所述的信道均衡器，其中信道失真補償單元包含一個1x→2x轉換器，用于通過在前一數據塊上疊加正在接收的一個信號中的一個數據塊，允許2x快速傅里葉變換；一個零填充器，用于用0(零)填充在信道估算單元中估算的信道脈沖響應 以適合于2x快速傅里葉變換塊；一個第一快速傅里葉變換單元，用于把1x→2x轉換器中的2x數據塊轉換到頻率域中；一個第二快速傅里葉變換單元，用于把用0(零)填充的估算的信道脈沖響應轉換到頻率域中；一個地址發生器，用于通過計算第二快速傅里葉變換單元的實數和復數輸出的平方并且相加平方數，來生成一個地址；一個ROM，用于預先存儲信道脈沖響應的相反值，并且輸出對應于地址發生器中的一個地址的相反值；一個乘法器，用于把來自ROM的輸出值分別和第二快速傅里葉變換的實數和復數相乘；一個復數乘法器，用于執行從第一快速傅里葉變換單元輸出的頻率域接收數據的復數輸出值和乘法器的復數輸出值的復數乘法；一個快速傅里葉逆變換單元，用于把來自復數乘法器的輸出值逆轉換到時間域中；以及一個2x→1x轉換器，用于僅僅從快速傅里葉逆變換單元中提取1x塊數據。
17.如權利要求16所述的信道均衡器，其中當第一快速傅里葉變換單元執行快速傅里葉變換的塊大小被認為是2M時，零填充器向估算的信道脈沖響應的后面部分添加2M-N個0(零)值(其中N是估算的信道脈沖響應的長度)。
18.如權利要求16所述的信道均衡器，其中ROM存儲作為ROM[A(k)]=1A(k)]]>的信道脈沖響應的相反值。
19.如權利要求10所述的信道均衡器，其中噪聲刪除單元包含一個噪聲預測器，用于通過從信道失真補償單元的輸出中僅僅提取有色噪聲，來估算一個增強的噪聲；以及一個減法器，用于通過從來自信道失真補償單元的輸出中減去由噪聲預測器預測的噪聲，來變白噪聲。
20.如權利要求10所述的信道均衡器，其中噪聲刪除單元包含一個選擇器，用于在訓練期間選擇訓練序列和在數據塊期間選擇噪聲刪除了的信號的確定值，并且輸出所選擇的信號作為一個原始信號；一個第一減法器，用于通過從信道失真補償單元的輸出中減去選擇器的輸出，僅僅提取有色噪聲v(n)；一個噪聲預測器，用于連續地接收和延遲來自第一減法器的輸出，通過使用被延遲了的值預測v(n)，并且生成 一個第二減法器，用于通過從信道失真補償單元的輸出中減去在噪聲預測器中預測的噪聲 來變白噪聲；以及一個確定器，用于確定在第二減法器中刪除了其中的增強噪聲的噪聲，并且把確定的結果輸出到選擇器。
21.如權利要求20所述的信道均衡器，其中噪聲預測器包含多個延遲器，用于連續地延遲第一減法器的輸出；多個乘法器，用于把相應延遲器的輸出乘以相應的預測系數；以及一個加法器，用于把相應乘法器的輸出相加并且輸出。
22.一種利用一個信道均衡器的數字電視接收機，包含一個調諧器，用于通過在經由天線接收一個殘余邊帶調制信號時調諧來選擇一個所期望的信道頻率，并且把所選擇的頻率轉換成為一個中頻信號；一個解調器，用于數字化從調諧器輸出的中間信號，并且把數字化的信號解調制成為一個基帶信號；一個信道估算單元，用于通過從解調器的輸出信號中估算傳輸信道的脈沖響應，來估算一個信道的有限脈沖響應估算值；一個信道失真補償單元，用于在分別轉換所接收的輸出信號和估算的脈沖響應到頻率域中之后，通過使用在頻率域中估算的時間脈沖響應，補償所接收的輸出信號的信道失真，并且再次把所接收的輸出信號轉換到時間域中；一個噪聲刪除單元；用于從信道失真補償單元的輸出中估算在均衡期間增強的噪聲；以及用于刪除包含在時間域信號中的增強噪聲和殘余符號干擾分量；以及一個糾錯單元，用于校正從噪聲刪除單元輸出的數據的相位和誤差，并且輸出校正了的數據用于解碼。
23.如權利要求22所述的數字電視接收機，其中信道估算單元包含一個互相關值發生器，用于檢測訓練時間，和計算在訓練時間期間已經經過該信道的一個訓練序列和在接收機中的一個預定訓練序列之間的互相關值p(n)；一個瞬時估算單元，用于通過執行一個預定訓練信號的自相關矩陣的逆矩陣R-1中的系數和互相關值的矩陣乘法，來估算一個瞬時信道值 (其中n＝-Na，-Na+1，...，0，...，Nc-1，Nc)；一個估算信道濾波器，用于計算在前一幀的預先存儲的估算信道 和正從瞬時信道 估算單元輸出的當前瞬時信道之間的平均值，并且輸出該平均值。
24.如權利要求23所述的數字電視接收機，其中瞬時信道估算單元包含一個ROM表，用于存儲訓練序列的自相關矩陣的逆矩陣R-1中的系數，并且并行輸出R-1相應列的值；多個串聯連接的延遲器，用于連續地延遲互相關值p(n)；多個乘法器，用于執行相應延遲器的輸出與ROM表的相應輸出的矩陣乘法；以及一個加法器，用于把相應乘法器的輸出全部相加，并且輸出瞬時信道值
25.如權利要求22所述的數字電視接收機，其中信道失真補償單元包含一個第一快速傅里葉變換單元，用于把接收的信號從時間域變換到頻率域；一個第二快速傅里葉變換單元，用于把在信道估算單元中估算的信道脈沖響應從時間域變換到頻率域；一個ROM，用于以表格的形式存儲被變換到頻率域中的信道脈沖響應的相反值；一個復數乘法器，用于通過使用從ROM輸出的信號校正從第一快速傅里葉變換單元輸出的在頻率域中的所接收信號的失真；以及一個快速傅里葉逆變換單元，用于逆轉換從復數乘法器輸出的在頻率信號域中的信號。
26.如權利要求22所述的數字電視接收機，其中信道失真補償單元包含一個1x→2x轉換器，用于通過在前一數據塊上疊加正在接收的一個信號中的一個數據塊，允許2x快速傅里葉變換；一個零填充器，用于用0(零)填充在信道估算單元中估算的信道脈沖響應 以適合于2x快速傅里葉變換塊；一個第一快速傅里葉變換單元，用于把1x→2x轉換器中的2x數據塊轉換到頻率域中；一個第二快速傅里葉變換單元，用于把用0(零)填充的估算的信道脈沖響應轉換到頻率域中；一個地址發生器，用于通過計算第二快速傅里葉變換單元的實數和復數輸出的平方并且相加平方數，來生成一個地址；一個ROM，用于預先存儲信道脈沖響應的相反值，并且輸出對應于地址發生器中的一個地址的相反值；一個乘法器，用于把來自ROM的輸出值分別和第二快速傅里葉變換的實數和復數相乘；一個復數乘法器，用于執行從第一快速傅里葉變換單元輸出的頻率域接收數據的復數輸出值和乘法器的復數輸出值的復數乘法；一個快速傅里葉逆變換單元，用于把來自復數乘法器的輸出值逆轉換到時間域中；以及一個2x→1x轉換器，用于僅僅從快速傅里葉逆變換單元中提取1x塊數據。
27.如權利要求22所述的數字電視接收機，進一步包含一個噪聲刪除單元，用于從信道失真補償單元的輸出中估算用于均衡的增強噪聲，以及用于刪除包含在時間域信號中的增強噪聲和殘余符號干擾分量。
28.如權利要求27所述的數字電視接收機，其中噪聲刪除單元包含一個噪聲預測器，用于通過從信道失真補償單元的輸出中僅僅提取有色噪聲，來估算一個增強的噪聲；以及一個減法器，用于通過從來自信道失真補償單元的輸出中減去由噪聲預測器預測的噪聲，來變白噪聲。
29.如權利要求27所述的數字電視接收機，其中噪聲刪除單元包含一個選擇器，用于在訓練期間選擇訓練序列和在數據塊期間選擇噪聲刪除了的信號的確定值，并且輸出所選擇的信號作為一個原始信號；一個第一減法器，用于通過從信道失真補償單元的輸出中減去選擇器的輸出，僅僅提取有色噪聲v(n)；一個噪聲預測器，用于連續地接收和延遲來自第一減法器的輸出，通過使用被延遲了的值預測v(n)，并且生成 一個第二減法器，用于通過從信道失真補償單元的輸出中減去在噪聲預測器中預測的噪聲 來變白噪聲；以及一個確定器，用于確定在第二減法器中刪除了其中的增強噪聲的噪聲，并且把確定的結果輸出到選擇器。
全文摘要
本發明公開了一種使用VSB調制方法的地面數字電視接收機中的信道均衡器。通過使用依據LS方法的精確的信道估算器，能夠精確地估算傳輸信道，而不考慮傳輸信道的特性。通過根據估算的信道在頻率域內執行信道均衡，由于能夠精確地補償信道，并且甚至對時變多路徑信道也能提供穩固的幀同步，所以甚至在移動信道也能夠展示出優越的性能。此外，由于能夠使用由比時間域中的橫向濾波器更簡單的硬件實現的FFT，不是在時間域而是在頻率域中執行均衡，所以能夠獲得較長的均衡范圍。
文檔編號H04L25/03GK1496107SQ0314708
公開日2004年5月12日 申請日期2003年8月1日 優先權日2002年8月1日
發明者金俊泰 申請人:Lg電子株式會社