專利名稱：帶時差補償的cdma搜索器的制作方法
背景領域本發明一般涉及通信，尤其涉及新穎改進的導頻信號采集方法與設備。
背景廣泛布設的無線通信系統可提供話音、數據等各類通信，這些系統可以基于碼分多址(CDMA)、時分多址(TDMA)或某些其它調制技術。CDMA系統比其它類系統有一定優點，包括系統容量大。
CDMA系統可設計成支持一種或多種CDMA標準，諸如(1)“雙模寬帶擴展譜蜂窩系統的TIA/EIA-95-B移動站-基站兼容標準”(IS-95標準)，(2)“雙模寬帶擴展譜蜂窩移動站的TIA/EIA-98-C推薦的最低限度標準”(IS-98標準)，(3)由聯合體提供名為“第三代合作計劃”(3GPP)的標準，包含在成套實施文件包括文件號3GTS25,211、3GTS25.212、3GTS25.213和3GTS25.214(W-CDMA標準)，(4)由聯合體提供名為“第三代合作計劃2)(3GPP2)的標準，包含在成套實施文件包括“cdma 2000擴展譜系統的TR-45.5物理層標準”、“cdma 2000擴展譜系統的C.S0005-A上層(層3)發信標準”和“C.S0024 cdma2000高速率包數據空中接口規程”(cdma 2000標準)，和(5)一些其它標準。這些標準都引入于此作參考。本文把實施cdma 2000標準的“高速率包數據規程”的系統稱為高數據率(HDR)系統，該系統已編制于TIA/EIA-IS-856“CDMA2000高速率包數據空中接口規程”中。并引入于此作參考。推薦的無線系統還提供用單一空中接口進行HDR與低數據率組合服務(如話音與傳真服務)。
為擴展發送的數據，包括發射的導頻信號，CDMA系統普遍應用了偽隨機噪聲(PN)序列。在題為“Diversity Receiver in a CDMA Cellular Telephone System”的美國專利No.5,109,390中，描述了CDMA接收機常用的RAKE接收機，該專利已轉讓給本發明受讓人，并引入于此作參考。掃視(RAKE)接收機通常包括一個或多個探測來自相鄰基站的直接導頻與多徑導頻的搜索器和兩個或多個接收并組合來自這些基站的信息信號的多徑解調器(查找器)。在1994年9月30日提交的題為“Multipath Seaarch Processor for Spread Spectrum Multiple AccessCommunication System”的共同待批美國專利申請08/316,177和1999年3月31日提交的題為“Programmable Matched Filter Searcher”的共同待批美國專利申請09/283,010中，都描述了搜索器。該兩份申請已轉讓給本發明受讓人，并引入于此作參考。
在設計直接序列CDMA系統歷來要求接收機必須將其PN序列對準基站的序列。發送PN序列單值所需的時間稱為片，而片變化的速率稱為片速率，如在IS-95中，各基站和用戶單元都使用完全一樣的PN序列。基站通過在產生其PN序列時插入獨特的時差而與其它基站區分開來。在IS-95系統中，所有基站都相差64片的整數倍。用戶單元對基站指定至少一個查找器與其通信，為了與該基站通信，指定的查找器必須將正確的偏差插入其PN序列。除了同一PN序列的偏差外，也可對每個基站使用獨特的PN序列來區分諸基站，此時查找器要調節其PN發生器，以對指定基站產生正確的PN序列。
在搜索器設計中，進入信號增高的取樣率轉換為更精細的時間分辨率，從而得到以PN空間搜索精度來衡量的較佳結果。然而，這些較佳結果通常伴隨著要權衡增加的運算時間或增大的復雜性或二者。成熟的做法是以兩倍于片速率的分辨率向搜索器提供進入接收信號的樣本，這樣在執行確定導頻位置的搜索計算時，接收機產生的PN序列與埋入接收信號里的PN序列在對準時總存在半片的不確定性。
這一導頻采集失準的原因是，對指定假設的被測試偏差的能量計算實際上低估了該偏差的真實能量。例如，若接收的PN序列與以其相關而產生的PN序列的時序之間有1/4片不符，則仍有被檢測的能量，但它基本上小于能以該偏差時接收信號的實際能量，因而有效導頻存貯的能量不會超過編程閾值，而被忽略，這就導致根據偏差誤差的相對大小來選擇次優化多徑信號。在系統范圍內，低估的能量轉化為搜索采集平均時間的增加，造成數據率與容量受損。為了補償這些不利效應，系統可能要求作過分設計。因而，為了更精密地探測導頻信號以提高采集性能，本領域要求改進導頻能量計算技術。

發明內容
本文揭示的實施例提出提高導頻檢測精度的要求。在一個方面，對應于圍繞局部導頻能量最大PN偏差的PN偏差的的導頻能量計算結合局部導頻能量最大值，形成經補償的更精確的局部導頻能量最大值。在另一個方面，組合的鄰近能量計算通過帶有預計算補償系數的函數與局部導頻能量最大值相結合。確定預計算補償系數可將得到的補償的局部導頻能量最大值的均方誤差減至最小，這些系數可根據諸實施例使用的匹配濾波器算出。這些方面的好處是提高了導頻搜索精度，由此轉化成提高采集速度、提高數據率、減小功率或改善全系統容量。本文描述的技術同樣可應用于進入點與進入終端二者。還提供本發明其它各個方面。
揭示的方法和設備為實施本發明的各個方面、實施例與特征提供了方法和系統元件，如下面進一步詳述。


通過下面結合附圖所作的詳細描述，本發明的諸特征、特點與優點就更清楚了，圖中用相同的參考標號標識相應的元件，其中圖1是支持若干用戶并能構制本發明諸實施例的無線通信系統；圖2A是一般化能量函數，表明接收的能量與接收機計時偏差的關系；圖2B～2D分別為矩形、Sin(x)/x濾波器與三角形濾波器的脈沖響應與能量輸出曲線；圖3是本發明諸實施例，進入終端接收機實施例的框圖；圖4是一般化的偏差補償塊實施例；圖5是本發明諸實施例中偏差補償塊實施例框圖。
詳細描述圖1是無線通信系統100示圖，它支持若干用戶，能實現本發明諸實施例。可把系統100設計成支持一種或多種CDMA標準和/或設計(如IS-95標準、cdma2000標準、HDR規程)。為了簡明，圖示系統100包括三個進入點104(也可稱為基站)，它們與兩個進入終端106(也可稱為遠程終端或移動站)通信。進入點及其覆蓋區統常稱為“小區”。
根據構建的CDMA系統，各進入終端106可在正向鏈路上在某一瞬間與一個(或多個)進入點104通信，并根據進入終端106是否處于軟越區切換，可在反向鏈路上與一個或多個進入點104通信。正向鏈路(即下行鏈路)指進入點104到進入終端106的傳輸，反向鏈路(即上行鏈路)指進入終端106到進入點104的傳輸。
為明白起見，描述實施例所用的實例把進入點假設為導頻信號始發器，而把進入終端假設為導頻信號(即正向鏈路上的導頻信號)接收機與捕捉器。本領域的技術人員應理解，進入終端和進入點都可以配備成發送帶有這里描述的導頻信號的數據，本發明的諸方面也都應用于這些情況。這里使用“示例”一詞專指“舉例、實例或說明”的意思，這兒描述的作為“示例”的任一實施例并沒必要認作為比其它實施例更佳或更優。
如圖1的106a與106b所示，進入終端要執行的共同任務就是導頻采集。在進入終端106最初上電或因另一原因必須與進入點104通信時，就要進行采集。在與進入點主動通信期間也常常要采集，如移動站106正在運行并搜索與之通信的基站104，或在來自某基站104的遠程站106信號干擾時，要求定位于另一基站104。
采集期間，對整個PN空間或其子空間作搜索。通常把搜索的成組假設稱為搜索窗。進入終端106在采集時搜索出PN序列被用作導頻信號的整個PN空間，并測定該導頻中接收的能量值及其定義為與內部生成PN參考的偏差的位置。此時，搜索窗是整個PN空間。如在搜索相鄰基站104時，搜索窗可以是整個PN序列中小得多的分空間。
通常搜索引擎在指定積分長度的預置搜索窗內搜出半片PN假設，不相干地累積若干分離搜索段的解擴展信號能量，以把相干積分長度保持在合理的界限內(如避免頻偏引起的損失)。典型的搜索算法分幾級執行，例如搜索窗較寬而且整個積分周期相對短的粗搜階段建立一粗略的分布曲線，而經過一次或幾次后續的搜索搜出第一階段發現的峰值(如利用積分間隔更長的較窄搜索窗)，并精度提高較大。
進入點104發送的信號反射離開各種障礙物如山丘、大樓、卡車等以后，將到達進入終端106。得到的接收信號稱為多徑信號，因它含有到達的原始信號的分量相互有時差，這由各分量運行不同的距離所造成。多徑信號不要求含直徑分量，完全由反射信號構成。在軟越區切換時，移動站106與各同它通信的基站104不等距，因而從各站進入的信號不大可能在時間上對準，結果即使某進入終端與所有的進入點精密地對準時間(這本身就不可能)，由于運行路徑不確定，多徑分量的時序不會對準。
典型的進入點發射機用發送濾波器作脈沖成形，因而進入終端接收機一般用匹配的濾波器來優化地檢測這些脈沖。理想的濾波器應該為Rect函數，但因這種時間有限的濾波器的阻帶特性不強，故一般利用窗式正弦、抬高余弦或其它脈沖響應特性來盡量減小符號間干擾和盡量增大阻帶抑制。通常，在發送與接收濾波器中應用對稱型脈沖響應，但本發明諸方面不限于應用對稱濾波器。
根據一實施例，可用匹配濾波器的自相關方陣計算接收的能量，它是發送機與接收機相對時差的函數。圖2A示出對稱脈沖成形濾波器的一般化能量函數E(τ)。在接收機與發送機完全對準(τ＝0)并假設取樣率為片速率兩倍時，把以對應于導頻信號的PN偏差算出的能量圖示為能量E2，這是最大值。能量E1和E3分別對應于以該最大偏差加減半片(Tc/2)(τ＝Tc/2和-Tc/2)而算出的能量，因E(τ)呈對稱，故E1＝E3。但在引入時差τ＝τ1時，對應于導頻PN偏差算出的能量現在是E5。盡管E5仍可正確地識別最大能量而成功地識別進入的導頻信號，但它明顯小于以E2給出的偏差真實接收的能量。還要注意，分別在能量E5、E4和E6前后半片間隔算出的能量不再相等，本例中E4大于E6。為盡量提高搜索性能并優化系統容量與功耗，希望盡量減小以特定PN偏差接收的真實能量與以該偏差計算的能量之間的不一致，計算的能量因接收機與發送機的時序失準而較低。通過在這兩個能量的相互關系中乘上系數，可以減小這一誤差。本例中，在時序對準正確時，兩能量E1與E3相等，表明E2(準時能量)為峰值。當時序對準錯誤時，前一能量E4大于后一能量E6，說明記錄的能量E5小于真實接收的能量(當然等于E2)。對任一給定的脈沖成形濾波器而言，可用計算的諸參數處理前、后和準時能量，以盡量減小計算的接收的最大能量的誤差。本例中，可將組合的E4與E6能量加到能量E2，以在對應于能量E2的PN偏差時產生更精確的能量讀數。為了減小最大檢測能量的誤差，一般可對最大檢測能量組合任意數量的相鄰能量。下面再詳述這一過程。
圖2B～2D示出其它濾波器的特性。除了作為時間失準函數的濾波器能量輸出曲線外，還給出了脈沖響應。本領域的技術人員應注意，由于相應的能量輸出因在任一方向引入了時間失準而下降，所以這些實例本身也可以剛才討論的方式處理前、后和準時能量。圖2B示出一種矩形濾波器脈沖響應和作為時間失準函數的相應能量輸出，圖2C示出的濾波器具有sin(x)/(x)脈沖響應和作為時間失準函數的相應能量輸出，圖2D的濾波器具有三角形脈沖響應和作為時間失準函數的相應能量輸出。這些濾波器僅是些實例，本領域的技術人員很容易把這些原理應用于數量不限的不同的濾波器類型。還要指出，想從這里揭示的諸技術得益，脈沖響應不一定呈對稱。
圖3示出一實施例的進入終端接收機300，為了簡化，只示出其描繪本發明諸方面的部分。天線305接收來自進入點(未示出)的接收信號，供給RF下變頻塊310下變頻到基帶，該基帶信號在匹配濾波器320中濾波。該匹配濾波器通常與進入點發送機里的脈沖成形濾波器相匹配，如上面圖2所述。匹配濾波器輸出經取樣器330取樣而供給相關器340。在上述例中，取樣率為片速率的二倍，但設計師可自由選用任一取樣率，而且仍可應用本發明的諸方面。技術人員顯然知道，這些功能塊只作簡明描述，至于處理順序和實施用數字還是模擬形式，可隨常用的信號處理技術而變化。相關器340得出的能量計算，對應于接收的導頻信號與其中產生的PN序列偏差之間的相關性。將這些能量/偏差對供給塊350作峰值檢測與偏差/能量對分類。
通常這些配對可作分類，最大能量偏差將具有指定給這些偏差的RAKE接收機的(未示出)查找器，或者可對這些偏差作附加搜索以提高這些結果的精度。本發明一實施例在峰值檢測與偏差/能量對分類塊350后面設有偏差補償塊360，用于盡量減小報道的峰值能量誤差，因而最后分類的搜索結果更精確，從而提高了搜索與系統效率。在有些場合中，可將偏差補償塊360交替插在相關器340和峰值檢測與偏差/能量對分類塊350之間，這樣可對所有偏差/能量對而不是單單對峰值作偏差補償。為了方便，已描述了進入終端，但這些技術應用于進入點即基站的接收機具有同等效力。
圖4示出按一實施例配置的一般化偏差補償塊400，它是上面參照圖3描述的偏差補償塊350的一個實施例。偏差補償塊400的一般化實施例包含對應于N個不同偏差的N個相關結果，如塊E1～E5所示。局部能量最大值示為塊EM。對于對稱的脈沖響應，該例在峰值EM之前作(N-1)/2次能量計算，在峰值之后作(N-1)/2次計算。在這些場合中，N為奇數最佳，但本領域技術人員知道這不是強制性的。對于不對稱脈沖響應，就有關與其他能量計算值有關的偏差而言，本實施例的原理不變，與峰值能量計算值EM駐留情況無關。把得到的能量計算E1～EN送到組合塊430以某種方式組合，盡量減小最大能量均方值誤差。技術人員知道可用來將誤差減至最小的任何技術，該技術不必限于盡量減小均方誤差。式(1)里把該校正能量值定為E
E＝f(E1，E2，…EN；a1，a2，…aN) (1)式中函數f與變量a1～aN一起選擇，在E中盡量減小這種均方誤差。若希望減小非均方誤差，可決定另一函數f與成組變量a1～aN。
能用于對稱脈沖響應濾波器的一個一般化函數f和最大能值周圍的成對能值如下。把最大能值定為EMAX，在EMAX周圍的M對能值分別定為E1至EM，EM，然后按式(2)給出的函數預先計算出變量a1～aM，將誤差減至最小E＝EMAX+a1|E1-E-1|+a2|E2-E-2|…+aM|EM-E-M|(2)根據所用接收和發射濾波器的類型，可用閉合形式求出這些變量，或運用本領域常見的任意次迭代法求解。接收機與進入導頻信號間的時序偏差是一隨機過程。對發射和接收濾波器與信道引起的時差統計分布的相關性乘上系數，可算出最小均方誤差。通常時差是均勻分布的，當然也可考慮非均勻分布。
圖4塊430的組合可用各種已知技術實現微處理器或DSP經編碼執行該任務，可應用構成乘法器與加法器的分立邏輯電路，可用查找表或移位器替代乘法器等。
圖5示出一階內插濾波器500，另一偏差補償塊350實施例已參照圖3作了描述。該例中，加法器560計算較早能量、偏差x-1 505的能量和較晚能量、偏差x+1 520的能量之間的差值，絕對值550計算所得差值的絕對值。絕對值在乘法器540中乘上相關系數的倍數而標定，然后把標定的絕對值加到標為塊510的偏差x的局部能量最大值，相加結果就是校正的能值。該例只用兩個相鄰能量補償偏差x的局部能量最大值。當用若干附加項只需得出很小的改進時，該例是有好處的。
根據對圖2A的討論，可以明白一階內插濾波器500的工作原理。當接收機與進入導頻信號完全時間對準時，最大能量任一邊所貯存的能量(即貯存在塊505和520的能量)將相等，差值為零，因而標定的絕對值也為零，校正的能值就是貯存在塊510里的計算的局部能量最大值。若時序發生偏離，將在加法器560里產生差值，其幅度將在乘法器540中標定并加到局部能量最大值510，從而產生以均方值減少總誤差的校正的能值。
在當代IS-95系統及HDR系統中，搜索器應用硬件或軟件方式的分類引擎建立一系列最佳局部最大值(累積能量)及其PN偏差。在剛才對圖5描述的方法中，可用加權最大能量校正法通過報告與實際優化搜索能量更接近的能值，減少時差作用及其損失。對在最大值一個取樣周期內的任意偏差，推斷出峰位置的真實能量。
在另一實施例中，應用2倍過取樣的24抽頭FIR濾波器與IS-95和HDR標準應用的濾波器相似，進入數據的取樣率是片速率的二倍。經若干次搜索，可將發送機與接收機的時序偏差假設成在半片PN間隔內均勻分布。表1對4個不同的校正系數列出計算的能量損失(dB)，假定為均勻分布狀況。本例的校正系數為2的冪，技術人員都清楚，可用簡單的移位元件執行其乘法運算。技術人員還明白，本文描述的諸技術可以優化各種其它濾波器實例。
表1

表1說明該例的優化2的冪校正系數為0.25，幾乎消除了時差誤差引起的損失(對能量損失略作過補償，增加0.09dB)。如表所示，不用校正系數，平均能量損失為0.37dB。0.125的校正系數把能量損失減到0.11dB，但這不是最佳的。0.5的校正系數過補償0.49dB。
應指出，在不背離本發明范圍的條件下，上述諸實施例中方法步驟可以互換。
本領域技術人員將明白，信息與信號可用任何不同的技術來表示，如上述相當規模出的數據、指令、命令、信息、信號、位、符號與片可以用電壓、電流、電磁波、磁場或磁粒、光場或光粒或它們的任意組合來表示。
技術人員還將明白，結合本文揭示實施例所描述的各種示例的邏輯塊、模塊、電路與算法步驟，都可實施為電子硬件、計算機軟件或二者的組合。為了明白地示出硬件與軟件的這種互換性，各種示例的元件、方塊、模塊、電路與步驟一般以其功能來描述。這種功能實施為硬件還是軟件，取決于具體的對整個系統所限定的應用與設計。熟練的技師能以各種方式對每個具體應用實施所述的功能，但這類實施判定不應認為背離了本發明的范圍。
結合諸實施例描述的各種示例邏輯塊、模塊和電路，可用通用處理器、數字信號處理器(DSP)、專用集成電路(ASIC)、現場可編程門陣列(FPGA)或其它可編程邏輯器件、分立門電路或晶體管邏輯、分立硬件元件，或者設計成執行所述功能的它們的任意組合來實現。通用處理器可以是微處理器，但也可以是任何普通處理器、控制器、微控制器或狀態機，還可被構成計算裝置的組合，如DSP與微處理器的組合、多個微處理器、結合DSP關鍵部件的一個或多個微處理器，或任何其它此類配置。
結合諸實施例描述的方法或算法的步驟，可直接包含在硬件中、在由處理器執行的軟件模塊中或二者的組合。軟件模塊可以駐留于RAM存儲器、閃耀存儲器、ROM存儲器、EPROM存儲器、EEPROM存儲器、寄存器、硬盤、可卸盤、CD-ROM或本領域已知的任何其它形式的存貯媒體。一示例存貯媒體可與處理器耦接，使該處理器能同該存貯媒體作信息讀寫。或者，可將存貯媒體與處理器連成一體，二者都駐留于ASIC，而ASIC駐留于用戶終端，或者，二者作為分立部件駐留于用戶終端。
前述諸實施例能讓技術人員構制或應用本發明，他們顯然明白這些實施例的各種更改并將這里定義的一般原理應用于其它實施例而不違背本發明的精神或范圍，因此本發明不限于這些實施例，而是給予與本文所揭示的原理與新特征相一致的最寬的范圍。
權利要求
1.一種在無線通信系統中把導頻信號從第一方發送給第二方的方法，其特征在于包括第二方測量相對于第一PN偏差的局部導頻能量最大值；第二方測量附加PN偏差的一個或多個導頻能量；和根據所述局部導頻能量最大值和所述一個或多個附加PN偏差的導頻能量，計算所述第一PN偏差的補償的導頻能量最大值。
2.如權利要求1所述的方法，其特征在于，所述補償的導頻能量最大值由以下方法算出計算成對所述一個或多個導頻能量的絕對差值；將所述絕對值乘上多個預計算的補償系數，產生一個或多個乘上補償系數的導頻能量；和把所述一個或多個乘上補償系數的導頻能量與所述局部導頻能量最大值相加。
3.如權利要求2所述的方法，其特征在于，算出所述多個預計算的補償系數，減小所述補償的導頻能量最大值因時差造成的均方誤差。
4.如權利要求3所述的方法，其特征在于，把所述多個預計算的補償系數舍入為2的冪，并通過移位實現所述乘法。
5.如權利要求2所述的方法，其特征在于，根據匹配濾波器的特性確定所述多個預計算的補償系數。
6.如權利要求5所述的方法，其特征在于，還包括對所述補償的局部能量最大值及其相關PN偏差分類的步驟。
7.一種在無線通信系統中從第一方向第二方發送導頻信號的方法，其特征在于，包括第二方測量相對于多個PN偏差的多個局部導頻能量最大值；第二方測量所述多個導頻能量最大值附近PN偏差的多個相鄰導頻能量；和根據所述多個局部導頻能量最大值與所述多個相鄰導頻能量，對所述多個PN偏差計算多個補償的導頻能量最大值。
8.如權利要求7所述的方法，其特征在于，每個所述補償的導頻能量最大值按下法計算計算成對所述相鄰導頻能量之間的絕對差值；把所述絕對值乘上多個預計算的補償系數，產生一個或多個乘上補償系數的導頻能量；和將所述補償的導頻能量最大值與所述一個或多個乘上補償系數的導頻能量相加。
9.如權利要求8所述的方法，其特征在于，算出所述多個預計算的補償系數，減小所述補償的接收導頻能量最大值因時差造成的均方誤差。
10.如權利要求8所述的方法，其特征在于，把所述多個預計算的補償系數舍入為2的冪，并通過移位作所述乘法。
11.如權利要求8所述的方法，其特征在于，根據匹配濾波器的特性確定所述多個預計算的補償系數。
12.如權利要求11所述的方法，其特征在于，還包括對所述多個補償的導頻能量最大值及其相關PN偏差分類的步驟。
13.一種偏差補償方法，其特征在于，包括計算對應于前一PN偏差的能量與對應于后一PN偏差的能量之差值；取所述差值的絕對值；把絕對值乘上預計算的補償系數；和將所述乘法結果與局部能量最大值相加，得出補償的局部能量最大值。
14.如權利要求13所述的方法，其特征在于，把所述預計算的補償系數舍入為2的冪，并通過移位作所述乘法。
15.一種無線通信系統的進入終端，其特征在于，包括接收機，用于接收導頻信號，計算對應于多個PN偏差的多個接收的導頻能量；和偏差補償單元，用于根據所述接收的導頻能量計算補償接收的導頻能量最大值。
16.如權利要求15所述的進入終端，其特征在于，所述偏差補償單元包括多個預計算的補償系數；多個絕對值計算器，用于計算成對所述多個接收的導頻能量的絕對差值；多個乘法器，用于將所述絕對值與所述多個預計算的補償系數相乘，得出多個乘上補償系數后接收的導頻能量；和加法器，用于相加所述多個乘上補償系數后接收的導頻能量，得出所述補償后接收的導頻能量最大值。
17.如權利要求16所述的進入終端，其特征在于，算出所述多個預計算的補償系數，減小所述補償后接收的導頻能量最大值因時差造成的均方誤差。
18.如權利要求17所述的進入終端，其特征在于，所述多個預計算的補償系數被舍入為2的冪；和所述乘法器是移位器。
19.一種偏差補償單元，其特征在于，包括局部能量最大值；多個相鄰的能量；多個絕對值計算器，用于計算成對所述多個相鄰能量的絕對差值；多個預計算的補償系數；多個乘法器，用于將所述多個相鄰能量與所述多個預計算的補償系數相乘；和加法器，用于相加所述多個乘法器的輸出與所述局部能量最大值，得出補償的局部能量最大值。
20.如權利要求19所述的偏差補償單元，其特征在于，算出所述多個預計算的補償系數，減小所述補償的局部能量最大值因時差造成的均方誤差。
21.如權利要求20所述的偏差補償單元，其特征在于，所述多個預計算的補償系數被舍入為2的冪；和所述乘法器是移位器。
22.一種CDMA系統的進入終端，其特征在于，包括如權利要求19的偏差補償單元。
23.如權利要求22所述的進入終端，其特征在于，還包括一匹配濾波器，其中根據所述匹配濾波器的特性確定所述預計算的補償系數。
24.如權利要求23所述的進入終端，其特征在于，還包括對所述補償的局部能量最大值及其相關PN偏差分類的裝置。
25.一種CDMA系統的進入點，其特征在于，包括如權利要求19的偏差補償單元。
26.如權利要求25所述的進入點，其特征在于，還包括一匹配濾波器，其中根據所述匹配濾波器的特性確定所述預計算的補償系數。
27.如權利要求26所述的進入點，其特征在于，還包括對所述補償的局部能量最大值及其相關PN偏差分類的裝置。
28.一種偏差補償單元，其特征在于，包括對應于PN偏差的局部能量最大值；對應于前一PN偏差的能量；對應于后一PN偏差的能量；加法器，用于計算所述對應于前一PN偏差的能量與所述對應于一PN偏差的能量之差；絕對值計算器，用于取所述差的絕對值；乘法器，用于對所述絕對值乘上預計算的補償系數；和加法器，用于相加所述乘法器的輸出與所述局部能量最大值，得出補償的局部能量最大值。
29.如權利要求25所述的偏差補償單元，其特征在于，所述預計算的補償系數舍入為2的冪；而所述乘法器是移位器。
全文摘要
揭示了提高導頻檢測精度的技術，這類技術有利于提高采集速度、提高數據率、減小功率和改進整個系統容量。在一個方面，把對應于一局部導頻能量最大值PN偏差周圍諸PN偏差的導頻能量計算值與該局部導頻能量最大值(510)組合起來(530)，得到補償后更精確的局部導頻能量最大值。在另一個方面，組合的鄰近能量計算值通過帶有預計算的補償系數的函數與該局部導頻能量最大值相組合，確定預計算的補償系數以盡量減小最后補償的局部導頻能量最大值的均方誤差。這些系數基于匹配濾波器(即基站)計算。本文所述的技術同樣適用于進入點與進入終端(即移動站)二者。
文檔編號H04Q7/38GK1593017SQ02814137
公開日2005年3月9日 申請日期2002年5月17日 優先權日2001年5月17日
發明者P·J·布萊克, J·希德爾林 申請人:高通股份有限公司