專利名稱：各正交頻分復用碼元中采用對稱相位調整的頻率校正的制作方法
技術領域：
本發明涉及一種使由信號調整和增強導致的載波相位旋轉減至最小的方法和接收機，特別(但不專門)適用于克服接收的OFDM(正交頻分復用)信號中的小頻率偏移的影響。
背景技術：
為了便于說明，本發明將參照OFDM信號來描述，但是應當理解，根據本發明的方法可應用于其它適當的調制方案。
美國專利說明書5732113中提到，經由OFDM信號通過信道的數據傳輸提供優于一些較傳統的傳輸技術的若干優點。這些優點包括(a)通過具有與信道脈沖響應的較長時間相比的較長碼元間隔而具有對多徑時延擴展的容限。
(b)由于冗余度已經包含在OFDM信號中而具有對頻率選擇性衰落的容限。
(c)由于OFDM副載波的鄰近性而產生的有效頻譜利用。
(d)由于OFDM將信道均衡從時域轉換到頻域而產生的簡化子信道均衡。
(e)由于能夠修改OFDM頻譜以說明干擾信號的功率分布而產生良好的干擾特性。
在收方，OFDM確實表現出一些缺點，最重要的是實現發射機和接收機之間的定時和頻率同步。
如果數據幀內各碼元的開頭的精確定時不是已知的，則接收機無法消除循環前綴以及在計算碼元樣值的FFT之前正確隔離各個碼元。
或許更重要且更困難的是確定并校正載頻偏移的問題。理論上，接收的載頻應當完全符合發送載頻。但是，如果不滿足這個條件，則失配導致接收的OFDM信號中的非零載波偏移。OFDM信號非常易受這種載頻偏移的影響，這導致OFDM副載波之間的正交性丟失，而且產生載波間干擾(ICI)以及接收機上的恢復數據的誤碼率(BER)的急劇增加。
另一個缺點在于使發射機的抽樣率與接收機的抽樣率同步以消除抽樣率偏移。這兩個抽樣率之間的任何失配導致幀中的碼元到碼元的2m元次碼元星座的旋轉。
發明公開本發明的一個目的是避免由強的載波間干擾引起的性能降低。
根據本發明的一個方面，提供一種接收機，它包括用于確定發射信號和接收信號之間的相位旋轉誤差的裝置；以及用于關于碼元對稱地應用頻率偏移調整、以便使相位旋轉誤差最小的裝置。
根據本發明的另一個方面，提供一種使正交頻分復用信號中的載波相位旋轉減至最小的方法，該方法包括確定發射信號和接收信號之間的相位旋轉誤差；以及關于碼元對稱地應用頻率偏移調整，以便使相位旋轉誤差減至最小。
附圖概述現在通過示例并參照附圖來說明本發明，圖中

圖1是根據本發明制作的一種接收機的示意框圖；圖2是時間對振幅的曲線，說明根據本發明制作的接收機所接收的具有0.2Hz頻率偏移的復合1Hz信號輸入的正交相關分量；圖3表示已經變換到頻域的實輸出和虛輸出的曲線；圖4是從圖3估算的1Hz載波的變換后的實輸出和虛輸出的星座圖；圖5是時間對振幅的曲線，說明已經對稱地消旋-0.1Hz、具有估算的0.1Hz頻率偏移的1.2Hz復合信號輸入的正交相關分量；圖6表示圖5所示信號已轉換到頻域的實輸出和虛輸出的曲線；圖7是從圖6估算的1Hz載波的變換后的實輸出和虛輸出的星座圖；圖8是時間對振幅的曲線，說明已經對稱地消旋-0.2Hz的復合1.2Hz信號輸入的正交相關分量；圖9表示圖8所示信號已轉換到頻域的實輸出和虛輸出的曲線；圖10是從圖9估算的1Hz載波的變換后的實輸出和虛輸出的星座圖；圖11說明輸入信號的對稱消旋；以及圖12是測量頻率偏移模塊的另一個實施例的示意框圖。
實施本發明的方式參照圖1，接收機包括連接到RF低噪聲放大器(LNA)12的天線10。混頻器14具有連接到LNA 12的輸出端的一個輸入端以及連接到標稱上在輸入OFDM信號的載頻上工作的本地振蕩器16的第二輸入端。混頻的結果加到低通濾波器18，低通濾波器18選擇下變頻信號的基帶(或零IF)分量，并將其加到產生數字輸出x(t)的模-數轉換器(ADC)20。輸出x(t)加到乘法器22的一個輸入端和用于測量發射信號和接收信號之間頻率偏移的模塊24。模塊24的輸出包括校正信號c(t)，該信號被加到乘法器22的第二輸入端。乘法器22的校正后的數字基帶輸出xadj(t)加到FFT級26，FFT級將校正輸出xadj(t)從時域信號轉換為由OFDM載波構成的頻域信號X(t)，這個信號被加到解調器(DEMOD)28，解調器恢復碼元值并將其提供給輸出端30。
頻率偏移測量模塊24包括兩個部件32、34。部件32用于測量頻率偏移，部件34用于產生校正信號c(t)。部件32包括計算信號x(t)的相位的級36、用于存儲頻率偏移的累加器(ACCUM)38以及估算頻率偏移的級40。
估算的頻率偏移分別加到構成部件34的級42、44的輸入端41、43。在級42，求出對稱相位偏移的估算值并將其加到級44，級44產生校正正弦波(具有相位偏移)以校正加到輸入端43的估算頻率偏移。
為了便于理解根據本發明的方法，單獨地采用單一載波來說明頻率偏移校正對于各載波星座的影響。
假定采用64載波OFDM系統的第一載波，所有其它載波都斷開。
輸入信號x(t)=Σn=0n=63ej2πfn64]]>(其中f＝1) (1)如果這個輸入已被給定頻率偏移Δf，則等式(1)變成x(t)=Σn=0n=63ej2π(f+Δf)n64]]>(其中f＝1)(2)為了校正頻率偏移，需要將x(t)與正弦曲線c(t)相乘，其中頻率與偏移相等但相反。
c(t)=ej2π(-Δfest)n64-----(3)]]>但是，頻率偏移由于噪聲和頻率限制而只能估算。
如果估算的頻率偏移等于實際偏移，則可以看到，當x(t)乘以c(t)時，頻率偏移消失xadj(t)=Σn=0n=63ej2π(f+Δf-Δfest)n64-----(4)]]>頻率偏移對各載波相位的影響可通過將該信號變換到頻域來確定。這對于解調很重要。DFT的一般表達式為X(k)=Σn=0N-1x(n)e-j2πnkN---(5)]]>將式(4)代入式(5)，得到X(k)=Σn=0n=63e-j2πn(k)64ej2πn(f+Δf-Δfest)64----(6)]]>它可簡化為X(k)=Σn=0n=63ej2πn(f+Δf-Δfest-k)64----(7)]]>
對于1Hz輸入信號，f＝1，如果檢驗1Hz頻位(bin)，則k＝1，等式(7)變為X(1)=Σn=0n=63ej24πn(Δf-Δfest)64----(8)]]>這個公式表示從下式開始的64個向量的總和 X(1)→n=63ej2π63(Δf-Δfest)64≡1∠2π63(Δf-Δfest)64]]>最終角度是起始和結束角度的平均值 從該等式可以看出，引入的相位偏移與總頻率偏移成比例。
解調器在理論上應當接收沒有由于相位偏移誤差而失真的輸入。這些誤差的一個來源是從相位偏移誤差中產生頻率偏移。相位偏移誤差不會產生問題，只要它在被接收的碼元串中是恒定的。這假定接收機正確地估算碼元串的開始處的頻率偏移，并且這沒有變化。
但是，接收機很可能在所接收碼元串中定期更新其頻率偏移估算，這會改變引入的相位偏移誤差。這些誤差引起的干擾會有效地將更多相位噪聲添加到解調器中，導致BER惡化以及嚴重地降低了解調器的性能。
這個問題可通過更新頻率偏移公式(3)以考慮相位偏移來減輕。
c(t)=ej2π(-Δfest)n64ej2π6364Δfest2=ej2πΔfest64(632n)---(9)]]>(頻率補償)(相位補償)可以看到，相位偏移經過更新，大致等于頻率偏移引起的總相位的一半。
如果偏移校正與輸入信號相乘，則得到xadj(t)=Σn=0n=63ej2π64(nf+nΔf+63Δfest2-nΔfest)-----(10)]]>通過將公式(10)變換到頻域，能夠求出它對各載波相位的影響。
將信號代入DFT公式，得出X(k)=Σn=0n=63e-j2πn(k)64ej2π64(nf+nΔf+63Δfest2-nΔfest)--(11)]]>X(k)=Σn=0n=63ej2π64(nf-nk-nΔf-nΔfest+63Δfest2)---(12)]]>對于1Hz輸入信號，f＝1，如果考慮1Hz頻位，則k＝1Hz，代入公式(12)而得到X(1)=Σn=0n=63ej2π64(nΔf-nΔfest+63Δfest2)----(13)]]>公式(13)表示從下式開始的64個向量的總和X(1)→n=0ej63πΔfest64]]>X(63)→n=63ej2π6364(Δf-Δfest+Δfest2)]]>最終角度是起始和結束角度的平均值 通過檢驗這個公式可以看出，引入恒定的相位偏移，它與頻率偏移成比例，但不受估算的頻率偏移中的變化的影響。
以下實例用來說明與估算的頻率偏移的這種不相關性。
接收1Hz輸入信號，其中頻率偏移為0.4Hz。
碼元1接收機識別頻率偏移，但低估其為0.1Hz。接收機采用考慮了信號相位的經修改的頻率偏移校正公式。因此，傳遞給64點FFT的所得信號具有偏移(0.4-0.1)＝0.3Hz。這引入以下第一碼元的相位偏移誤差 這個偏移與估算的調整頻率無關。
碼元2接收機重新計算頻率偏移，這時準確地將其確定為0.4Hz。因此，傳遞給64點FFT的所得信號具有偏移(0.4-0.4)＝0Hz。這沒有引入偏移誤差 相位偏移仍然是不變的，因為它僅取決于信號的初始頻率偏移。
在實現根據本發明的方法時，參見以上公式(9)，將頻率偏移估算值與相位偏移估算值相乘，產生從例如正值線性變化到負值、從而便于獲取對稱校正的出現的值序列，從而對稱地應用校正。這是如下進行的確保時域中中心樣值的相位保持不變，同時旋轉中心樣值任一側的樣值以獲取所需的頻率偏移校正。這樣，整個碼元上的平均相位保持不變，因此各頻率載波的相位不變。
為了說明關于OFDM碼元對稱地應用頻率偏移調整的益處，參照附圖中的圖2至10。
圖2、圖3、圖4是關于接收機接收了復合1.2Hz輸入信號(圖2)的情況。偏移頻率測量模塊24(圖1)嘗試計算頻率偏移，但由于噪聲而使它錯誤地認為不存在偏移并且信號為1Hz信號。接收機將信號變換到頻域(圖3)。1Hz頻率分量的相位可從圖3進行估算，并以星座圖的形式畫在圖4中。
圖5、圖6、圖7是關于獲取同樣在1.2Hz上偏移0.2Hz的下一個碼元的接收機。這時，它將頻率偏移估算為0.1Hz，也就是說，它認為接收信號是1.1Hz。采用對稱消旋將輸入信號消旋-0.1Hz之后，輸入信號看上去如圖5所示。圖6和圖7說明對應的FFT和星座圖。雖然頻率估算值不正確，但載波的相位保持不變。
圖8、圖9、圖10涉及獲取同樣在1.2Hz上頻率偏移0.2Hz的下一個后續碼元的接收機。這時，它將頻率偏移正確地估算為0.2Hz。采用對稱消旋將輸入信號消旋-0.2Hz之后，輸入信號看上去如圖8所示。圖9和圖10說明相應的FFT和星座圖。可以看出，載波的相位保持不變。
參照圖11，實線正弦波50表示具有頻率f＝1.4Hz的輸入信號，虛線正弦波52表示已經對頻率f＝1.0Hz對稱消旋-0.4Hz的1.4Hz信號。采用頻率和相位偏移校正信號c(t)來實現消旋。
通過進行對稱消旋，載波的相位基本保持不變。在圖2至圖4以及圖5至圖7所示的情況下，當分別出現沒有消旋以及少于完全消旋時，載波的相位保持不變，但受到噪聲影響。
通過對正弦波50對稱消旋，OFDM副載波之間的正交性可以保持，從而充分降低了ICI和恢復數據中的BER。
圖12是能夠以FPGA(現場可編程門陣列)、ASIC(專用集成電路)或DSP(數字信號處理器)來實現的頻率偏移測量模塊24的另一個實施例的示意框圖。模塊24包括測量頻率偏移部件32，它的輸入端連接FFT級26的輸出端而它的輸出端連接產生校正信號c(t)級34的輸入端。級34產生的校正信號c(t)加到乘法器22上，從而對數字化的基帶信號x(t)消旋。
FFT級26的輸出端上的OFDM載波也加到級32，其中，在級60中計算全部載波的平均相位旋轉。級60的輸出加到級62，在級62中估算偏移頻率并提供給級42的輸入端41以估算對稱相位偏移。偏移頻率的估算值以及估算的對稱相位偏移提供給級44的相應輸入端43和63，用于產生校正正弦波(具有相位偏移)c(t)，以便校正信號x(t)中的估算頻率偏移。
在本發明的說明書和權利要求書中，出現在某一部件前面的詞“一個”并不排除存在多個這類部件的情況。此外，詞組“包括”也并不排除存在所列出內容以外的其它部件或步驟的情況。
通過閱讀本公開，本領域的技術人員會清楚其它修改。這類修改可能包括其它特征，這些特征在OFDM接收機及其組成部分的設計、制造以及使用方面是已知的，并且可以代替本文所述的特征或者作為其補充。
權利要求
1.一種接收機，它包括用于確定發射信號和接收信號之間的相位旋轉誤差的裝置以及用于關于碼元對稱地應用頻率偏移調整、以便使所述相位旋轉誤差減到最小的裝置。
2.如權利要求1所述的接收機，其特征在于用于將所述頻率偏移調整后的碼元變換到頻域的裝置。
3.如權利要求1所述的接收機，其特征在于用于確定所述頻率偏移調整的裝置包括用于估算頻率偏移的裝置、用于估算對稱相位偏移的裝置以及用于響應所述估算的頻率偏移和所述估算的對稱相位偏移而產生校正信號的裝置。
4.如權利要求3所述的接收機，其特征在于用于接收信號的裝置、用于從所述接收信號中產生基帶信號的裝置、用于將所述基帶信號數字化的數字化裝置、用于將所述數字化信號與所述校正信號相乘以產生校正后的數字輸出信號的乘法裝置以及用于將所述校正后的數字輸出信號變換到頻域的裝置。
5.一種使正交頻分復用信號中的載波相位旋轉減到最小的方法，所述方法包括確定發射信號和接收信號之間的相位旋轉誤差以及關于碼元對稱地應用頻率偏移調整以使所述相位旋轉誤差減至最小。
6.如權利要求5所述的方法，其特征在于將所述頻率偏移調整后的碼元變換到頻域。
7.如權利要求5所述的方法，其特征在于通過響應所述估算的頻率偏移和所述估算的對稱相位偏移而產生校正信號來確定所述頻率偏移調整。
8.如權利要求7所述的方法，其特征在于接收信號、從所述接收信號中產生基帶信號、將所述基帶信號數字化、將所述數字化信號與所述校正信號相乘以產生校正后的數字輸出信號以及將所述校正后的數字輸出信號變換到頻域。
全文摘要
使載波相位旋轉對接收的正交頻分復用(OFDM)信號的影響減到最小的方法和接收機包括將接收信號下變頻到基帶，將下變頻信號數字化(x(t))，通過將數字化信號與關于碼元對稱地應用的校正信號(c(t))相乘來校正數字化基帶信號中的頻率偏移，以便使相位旋轉誤差最小。校正后的信號(x
文檔編號H04L27/26GK1516946SQ02812063
公開日2004年7月28日 申請日期2002年6月18日 優先權日2001年6月20日
發明者R·費爾德, R 費爾德 申請人:皇家菲利浦電子有限公司