專利名稱：多級可變增益放大器電路的制作方法
技術領域：
本發明涉及適用于諸如CDMA(碼分多址)模式手提電話射頻放大電路的多級可變增益放大器電路。
在CDMA模式手提電話中，為了保持其移動通訊，通常分別在發射單元和接收單元的射頻放大電路中配置增益可變80dB或更大的可變增益放大電路(此后稱之為＂可變放大電路＂)。圖4描述了具有一般CDMA和FM雙模移動電話的射頻級。首先將說明發射(TX)系統的結構。經調制解調器101調制的IF(中頻)發射信號由QPSK調制電路102進行QPSK調制。然后，調制信號由發射端可變放大電路(TX-AMP)103放大，接著通過混頻器(MIX)104將其與來自本地振蕩器(OSC)121的本振信號進行混頻，在該混頻器中該混頻信號被變換成RF(射頻)發射信號。RF發射信號通過帶通濾波器105、功率放大器(PA)106、收發開關107和天線108進行發射。
下面將說明接收(RX)系統的結構。由天線108接收的RF接收信號通過收發開關107、低噪聲放大器(LNA)109和帶通濾波器110加到混頻器(MIX)111上，在該混頻器中接收信號與來自本地振蕩器(OSC)121的本振信號進行混頻以便轉換成IF接收信號。IF接收信號加在CDMA帶通濾波器112和FM帶通濾波器113之上，在此根據所設置的模式選擇一個輸出信號并通過接收端可變放大電路(RX-AMP)114將其放大。然后，該放大信號經QPSK解調電路115解調，再送入調制解調器101。
接收信號的強度經配置于調制解調器101中的接收信號強度指示電路(RSSI)116檢測并通過比較器117與強度參考數據進行比較。兩者之間的強度差信號加在接收端AGC電壓校正電路118和發射輸出校正電路119之上。AGC電壓校正電路118產生AC-C輸出以便使比較器117所產生的強度差變為＂0＂，也就是說使R88I116的輸出與強度參考數據相符，從而控制接收端可變放大電路(RX-AMP)114的增益。比較器117所產生的強度差信號和根據手提電話與基地臺之間電路狀態所確定的發射輸出校正數據加在發射端發射輸出校正電路119之上。發射端AGC電壓校正電路120輸出AGC電壓以便使調制信號根據發射輸出校正數據與接收信號電平成反比變化，從而控制發射端可變放大電路(TX-AMP)103的增益。
此時，為了使發射端和接收端的可變放大電路103和114相互連動工作，要求AGC電壓與增益之間在80dB或更大的動態范圍內具有極好的線性關系。由于手提電話由電池驅動，從而其電流耗散的增加造成了電池能量的浪費。因此，就產生了問題，例如，待機期和通話期變短，電池必須頻繁地進行更換。所以還要求可變放大電路103和114具有盡可能低的電流耗散。
作為可變放大電路，已知存在有電流恒定模式和電流可變模式兩種，其差動放大器分別與恒定電流源相連。由于在一級可變放大電路中增益可以線性控制的范圍通常約為20dB至30dB，從而已出現了采用三至四級同類型可變放大電路基于射頻基級聯并對各個可變放大電路并聯施加AGC電壓以便實現80dB或更大動態范圍的方法。
圖5和圖6分別描述了通常所使用的電流恒定模式和電流可變模式的可變放大電路，其中各自包含雙極晶體管。符號IN、OUT、VAGC和Vcc分別表示輸入、輸出、AGC電壓和電源電壓。圖7給出了增益PG相對于AGC電壓VAGC的變化，其中g描述電流恒定模式可變放大電路的特性，h描述電流可變模式可變放大電路的特性。
在圖5所示的電流恒定模式中，變增益晶體管Q1、Q2、Q3和Q4及放大晶體管Q5和Q6構成差動電路。另外，電阻R1和R2分別為晶體管Q1和Q4的負載電阻，E1為偏壓源，而CS1為恒定電流源。
圖5所示電流恒定模式的增益PG(dB)由下面公式給出PGαPG0+20log(I1/I0)……(1)其中PG0代表I1等于I0時的增益。另外，I1與I0之間的關系(I1/I0)由以下公式給出I1/I0α[1+exp{-VAGC×q/(kT)}]……(2)其中q為單位電子電荷，k為波爾茲曼常數，而T為絕對溫度。
增益PG的特性曲線g并非線性變化的，且其在AGC電壓VAGC較大的范圍內變化微小。在電流恒定模式中，不管增益PG的大小，由干擾或擾動波所引起的三次失真量總保持恒定。另外，電流耗散也不管增益PG的大小而保持不變。在圖5所示電流恒定模式以多級形式相接的可變放大電路中，輸入截獲點與電流耗散之間相對于增益PG的關系由圖3中a和b標明的特性曲線所表示。輸入截獲點特性a在低增益PG范圍內為高，而電流耗散特性b則恒定不變。
圖6所示的電流可變模式包含變增益晶體管Q7和Q8、用于恒流電路的晶體管Q15以及晶體管Q7和Q8的負載電阻R3和R4。電流可變模式的增益PG(dB)由以下公式給出PGα20log(I2)……(3)另外，I2如下式表示I2αexp{VAGC×q/(kT)}……(4)將式(4)代入式(3)可得PGαVAGC如圖7中曲線h所示，增益PG隨AGC電壓VAGC線性變化。在電流可變模式以多級形式相接的可變放大電路中，輸入截獲點與電流耗散之間相對于增益PG的關系由圖3中c和d標明的特性曲線所表示。由于集電極電流微小，從而容易產生失真。
然而，圖5所示電流恒定模式以多級形式相接的可變放大電路存在一個問題，其電流耗散相對于電流可變模式而言較大，正如圖3中b和d所示的那樣。
另外，圖6所示電流可變模式以多級形式相接的可變放大電路存在一個問題，盡管其電流耗散相對于電流恒定模式而言較小，但其輸入截獲點特性在低增益PG范圍較電流恒定模式而言變壞，正如圖3中a和c所示的那樣。因此，就出現了一個問題，即當電場強時，其它臺站將干擾相應電路。
在電流恒定模式與電流可變模式的級聯結構中，電流恒定模式的AGC電壓VAGC不同于電流可變模式。另外，兩者在增益PG相對于AGC電壓VAGC的特性方面也不相同。這樣，就產生了增益PG線性特性變壞的問題。
考慮到上述問題，本發明的目的在于提供一種可以降低電流耗散并改善輸入截獲點和增益線性的多級可變放大電路。
為了實現這個目的，本發明具有以下特點電流恒定模式可變增益放大電路(以下稱為＂可變放大電路＂)作為前置級連接，電流可變模式可變放大電路作為該可變放大電路的次級連接，AGC電壓被轉換成指數變化電流，該電流再作為各個可變放大電路的驅動電流而施加其上以便控制各個放大度。
根據本發明，三次失真分量可以通過將電流恒定模式可變放大電路置于前置級而減小。另外，電流耗散和失真分量可以通過將電流可變模式可變放大電路置于次級而減小。此時，各個可變放大電路在輸入信號大時用作衰減器。在后置級電流可變模式可變放大電路中，驅動電流減小而三次失真分量趨于增加。然而，對應于失真發生源的干擾信號被前置級電流恒定模式可變放大電路所衰減，隨后再施加于后置級電流可變模式可變放大電路，從而使三次失真分量不會增加。當輸入信號小時，各個可變放大電路用作放大器，且干擾信號由前置級電流恒定模式可變放大電路而放大。但是，由于后置級電流可變模式可變放大電路的驅動電流大，從而三次失真分量不會增加。
由于線性變化AGC電壓被轉換成指數變化電流再提供給電流恒定模式可變放大電路，從而電流恒定模式可變放大電路的放大特性變得與電流可變模式可變放大電路相同。因此，兩種可變放大電路的放大度大致相互成正比地變化。這樣就可以線性控制增益。
本發明的優選方案包括第一可變增益放大電路，它由不平衡輸出型差動放大器組成并由恒定驅動電流所驅動以便對其上的輸入信號進行放大；第一放大度控制裝置，它用以控制第一可變增益放大電路的放大度；第二可變增益放大電路，它由平衡輸出型差動放大器組成并由可變驅動電流所驅動以便對經過第一可變增益放大電路放大的信號再次進行放大；第二放大度控制裝置，它用以控制第二可變增益放大電路的放大度。
第一和第二放大度控制裝置各自具有以下特征線性變化AGC電壓被轉換成指數變化控制電流，而該控制電流作為驅動電流分別提供給第一和第二可變增益放大電路。
另外，不平衡輸出型差動放大器至少具有一對晶體管，該晶體管的發射極與公共恒流源相連并通過該發射極提供信號，該差動放大器的特征在于該對晶體管之一的基極加有AGC電壓，而另一晶體管的基極接地，且兩晶體管之一的集電極用以輸出信號。
第一放大度控制裝置包括電壓-電流轉換晶體管，用以將施加于上述晶體管之一基極的AGC電壓變化轉換成集電極電流變化，該控制裝置還包括含有上述晶體管之一的電流鏡像電路，其特征在于使得對應于該集電極電流的電流在上述晶體管之一的集電極中流動。
圖1的框圖描述了根據本發明多級可變增益放大器電路一種方案的基本情況；圖2為詳細描述圖1電路結構的電路圖；圖3的曲線比較了圖1及圖2電路和現有技術輸入截獲點特性與電流耗散之間相對于增益變化的情形；
圖4的框圖描述了采用根據本發明多級可變增益放大器電路的一般CDMA模式手提電話的RF級。
圖5為常規電流恒定模式可變放大電路的電路圖；圖6為常規電流可變模式可變放大電路的電路圖；圖7的曲線說明了圖5和圖6中可變放大電路的控制電壓增益特性。
以下將參考


本發明的優選方案。圖1的框描述了根據本發明多級可變增益放大器電路一種方案的基本情況。圖2為詳細描述圖1電路結構的電路圖。圖3的曲線比較了圖2電路和現有技術輸入截獲點特性與電流耗散之間相對于增益變化的情形。
參考圖1，AGC電壓VAGC通常施加于電流恒定模式可變放大電路1和電流可變模式可變放大電路2與3之上。電流恒定模式可變放大電路1放大基于AGC電壓VAGC的輸入信號IN。電流可變模式可變放大電路2進一步放大由電流恒定模式可變放大電路1所放大的信號。接著，電流可變模式可變放大電路3再對電流可變模式可變放大電路2所放大的信號進行放大并將其作為輸出信號OUT輸出。
詳細的結構將參考圖2進行說明。電源電壓首先施加于PNP晶體管Q13和Q12的發射極、偏置電阻R1的一端、NPN晶體管Q2和Q3的集電極以及偏置電阻R1、R2、R3、R4、R5和R6的一端。AGC電壓VAGC同時加在NPN晶體管Q14、Q15和Q16的基極與發射極之間。輸入信號IN加在NPN晶體管Q5和Q6的基極之間。輸出信號OUT通過耦合電容C5和C6取出。
下面將詳細說明電流恒定模式可變放大電路1。晶體管Q12和Q13的基極與其相應晶體管Q13和Q14的集電極相連。晶體管Q12的集電極與NPN晶體管Q11的集電極和基極以及NPN晶體管Q1和Q4的基極相連。電阻R1的另一端與晶體管Q1的集電極相連。晶體管Q1和Q2的發射極(即電流I0)與電感L1的一端以及晶體管Q5的集電極相連。
電阻R2的另一端(即電流I1)與晶體管Q4的集電極相連。晶體管Q3和Q4的發射極與電感L2的一端以及晶體管Q6的集電極相連。晶體管Q2和Q3的基極通過偏壓源E1接地。電感L1和L2的相互連接點與晶體管Q11的發射極相連。晶體管Q5和Q6的發射極通過恒定電流源CS1接地。
下面將說明對應于第二級的電流可變模式可變放大電路2。電阻R1的另一端通過耦合電容C1與NPN晶體管Q7的基極相連并通過偏置電阻R7接地。電阻R2的另一端通過耦合電容C2與NPN晶體管Q8的基極相連并通過偏置電阻R8接地。電阻R3和R4的另一端分別與晶體管Q7和Q8的集電極相連。晶體管Q7和Q8的發射極與晶體管Q15的集電極相連。
對應于第三級的電流可變模式可變放大電路以上述相同的方式構成。就是說，電阻R3的另一端也通過耦合電容C3與NPN晶體管Q9的基極相連并通過偏置電阻R9接地。電阻R4的另一端也通過耦合電容C4與NPN晶體管Q10的基極相連并通過偏置電阻R6接地。電阻R5和R6的另一端分別與晶體管Q9和Q10的集電極以及耦合電容C5和C6相連。晶體管Q9和Q10的發射極與晶體管Q16的集電極相連。
在電流恒定模式可變放大電路1中，晶體管Q1至Q4用于改變增益，而晶體管Q5和Q6用于放大。晶體管Q11以類似于晶體管Q1至Q4的方式構成電流鏡像電路。晶體管Q11的晶格尺寸設置為各個晶體管Q1至Q4晶格尺寸的1/50以便使流過晶體管Q11的電流不會減小各個晶體管Q1至Q4的動態范圍。類似地，晶體管Q12和Q13也構成電流鏡像電路。電感L1和L2用于阻斷RF且可以用電阻取代它們。由于晶體管Q1至Q4的輸入阻抗低，從而其電阻值可能很小。
在對應于第二級電流可變模式可變放大電路2中所使用的晶體管Q7和Q8以及在對應于第三級電流可變模式可變放大電路3中所使用的晶體管Q9和Q10為射頻晶體管。另外，第二級中的晶體管Q15和第三級中的晶體管Q16分別用于限制流過晶體管(Q7，Q8)和(Q9，Q10)的電流。此時，各個晶體管Q15和Q16的晶格尺寸設置為晶體管Q14晶格尺寸的100倍以便使流過晶體管Q7、Q8、Q9、Q10、Q1和Q4的電流相等。
下面將說明上述方案的工作原理。在電流恒定模式可變放大電路1中，流過晶體管Q14的電流首先相對于AGC電壓VAGC而指數變化。由于晶體管Q13作為晶體管Q14的負載，所以流過晶體管Q13的電流與流過晶體管Q14的相同。由于此時晶體管Q12和Q13構成電流鏡像電路，所以流過晶體管Q12的電流與流過晶體管Q13的相同。
由于晶體管Q11作為晶體管Q12集電極的負載，所以流過晶體管Q11的電流與流過晶體管Q12的相同。另外，由于晶體管Q1和Q4以類似于晶體管Q11的方式構成電流鏡像電路，所以流過晶體管Q1和Q4的電流與流過晶體管Q11的相同。因此，在各個晶體管Q1和Q4中流過正比于晶體管Q14集電極電流的集電極電流，其中晶體管Q14上加有AGC電壓VAGC。該集電極電流相對于AGC電壓VAGC呈指數變化。所以，電流恒定模式可變放大電路1的增益PG(dB)隨AGC電壓VAGC呈線性變化。
類似地，對于第二級中晶體管Q15和第三級中晶體管Q16的情形，集電極電流也相對于AGC電壓VAGC呈指數變化。因此， 經過第一至第三級的增益PG隨AGC電壓VAGC呈線性變化。
參考圖3，橫坐標表示增益PG(dB)，左側縱坐標表示輸入截獲點，而右側縱坐標表示電流耗散。以上述方案而得到的輸入截獲點特性e與電流恒定模式的特性a基本相同且大于電流可變模式的特性c。另外，以上述方案而得到的電流耗散特性f大于電流可變模式的特性d，但相對于電流恒定模式的特性b而言可以減小。
當輸入信號IN的電平高時(即當增益PG低時)，各個可變放大電路1至3作為衰減器。另外，電流可變模式可變放大電路2和3提供較小的驅動電流并且趨向于增加所產生的三次失真分量。然而，根據上述方案，作為失真發生源的干擾信號被電流恒定模式可變放大電路1衰減，再輸入到電流可變模式可變放大電路2和3。從而可以減小產生于電流可變模式可變放大電路2和3中的三次失真分量。
另一方面，當輸入信號IN的電平低時(即當增益PG高時)，各個可變放大電路1至3作為放大器。另外，對應于失真發生源的干擾信號被電流恒定模式可變放大電路1放大，再輸入到電流可變模式可變放大電路2和3。然而，根據上述方案，由于此時電流可變模式可變放大電路的2作電流很大，所以其產生的三次失真分量很小。盡管電流恒定模式可變放大電路1的放大度隨輸入信號IN電平的大小而變化，但由于驅動電流保持恒定，所產生的三次失真分量的幅度為常數。
如上所述，根據本發明，電流恒定模式可變放大電路作為前置級連接，而電流可變模式可變放大電路作為后置級連接。另外，線性變化AGC電壓被轉換成指數變化電流，再將其作為各個可變放大電路的驅動電流，從而控制各個放大度。因此，可以減小電流耗散，且可以改善輸入截獲點和增益線性。
權利要求
1.多級可變增益放大器電路包括第一可變增益放大電路，它由不平衡輸出型差動放大器組成并由恒定驅動電流所驅動以便對其上的輸入信號進行放大；第一放大度控制裝置，它用以控制該第一可變增益放大電路的放大度；第二可變增益放大電路，它由平衡輸出型差動放大器組成并由可變驅動電流所驅動以便對經過該第一可變增益放大電路放大的信號再次進行放大；第二放大度控制裝置，它用以控制該第二可變增益放大電路的放大度。
2.根據權利要求1所述的多級可變增益放大器電路，其中該各個放大度控制裝置將線性變化AGC電壓轉換成指數變化控制電流并將該控制電流作為驅動電流提供給該各個可變增益放大電路。
3.根據權利要求1所述的多級可變增益放大器電路，其中該不平衡輸出型差動放大器至少具有一對晶體管，該晶體管的發射極與公共恒流源相連并通過該發射極提供信號，該晶體管之一的基極加有AGC電壓，該另一晶體管的基極接地，而該晶體管之一的集電極用以輸出信號。
4.根據權利要求3所述的多級可變增益放大器電路，其中該第一放大度控制裝置包括電壓-電流轉換晶體管，用以將施加于該晶體管之一基極的AGC電壓變化轉換成集電極電流變化，該控制裝置還包括含有該晶體管之一的電流鏡像電路，該電流鏡像電路使得對應于集電極電流的電流在該晶體管之一的集電極中流動。
5.根據權利要求2所述的多級可變增益放大器電路，其中該不平衡輸出型差動放大器至少具有一對晶體管，該晶體管的發射極與公共恒流源相連并通過該發射極提供信號，該晶體管之一的基極加有AGC電壓，該另一晶體管的基極接地，而該晶體管之一的集電極用以輸出信號。
6.根據權利要求5所述的多級可變增益放大器電路，其中該第一放大度控制裝置包括電壓-電流轉換晶體管，用以將施加于該晶體管之一基極的AGC電壓變化轉換成集電極電流變化，該控制裝置還包括含有該晶體管之一的電流鏡像電路，該電流鏡像電路使得對應于集電極電流的電流在該晶體管之一的集電極中流動。
全文摘要
本發明涉及多級放大器電路，包括放大輸入信號的電流恒定模式可變放大電路和進一步放大經第一可變放大電路放大信號的電流可變模式可變放大電路。AGC電壓同時加在電流恒定模式可變放大電路放大度控制晶體管和電流可變模式可變放大電路放大度控制晶體管的基極與發射極之間。晶體管集電極電流隨線性變化AGC電壓呈指數變化。各自正比于集電極電流的電流在晶體管中流動。因此，電流恒定模式可變放大電路增益(dB)隨AGC電壓呈線性變化。
文檔編號H03G3/10GK1165429SQ9710374
公開日1997年11月19日 申請日期1997年3月31日 優先權日1996年3月29日
發明者五十嵐貞男, 青木一晴, 卜部悟 申請人:阿爾卑斯電氣株式會社