專利名稱：前饋放大器的制作方法
技術領域：
本發明一般涉及主要在高頻頻帶中利用的前饋放大器，特別涉及增加了功率效率的前饋放大器。


圖1以方框圖的形式表示前饋放大器的一種基本結構。所述前饋放大器包括由主放大器的放大傳輸路徑(此后稱之為主放大器路徑)11和第一線性信號傳輸路徑(此后稱之為第一線性路徑)12組成的失真檢測器13和由第二線性信號傳輸路徑(此后稱之為第二線性路徑)14和失真注入路徑15組成的失真消除器或抑制器16。所述主放大器路徑11由串聯連接的可變衰減器21、可變移相器22和主放大器23形成。第一線性路徑12由串聯連接的延遲線24和反相器25形成。第二線性路徑12由延遲線26形成。失真注入路徑15由串聯連接的可變衰減器27、可變移相器28和輔助放大器29形成。所述前饋放大器的輸入被功率分配器31分配到包含主放大器23的主放大器路徑11和第一線性路徑12。功率合成/分配器32產生來自主放大器路徑11的信號和來自第一線性路徑12的信號之間的和與差，并分別將它們提供給第二線性路徑14和失真注入路徑15。由用于合成第二線性路徑14和失真注入路徑15的輸出的功率合成器33產生所述前饋放大器的輸出。
因此，所述前饋放大器在失真檢測器15中檢測由主放大器23產生的失真分量(差分量)和在失真消除器16中調節所述失真分量的相位和幅值并將其注入到來自所述主放大器23并經過所述第二線性路徑14提供的輸出信號中，借此移消除由主放大器23產生的非線性分量。通常，被所述前饋放大器消除的非線性失真的量取決于對失真檢測器13的可變衰減器21和可變移相器22以及失真消除器16的可變衰減器27、可變移相器28和輔助放大器29的調節。這種調節的精度在日本專利公開公報No.1-198809。發明名稱為“用于前饋放大器的自動調節電路”中已經披露。例如，為了實現失真抑制30dB或其以上的相位和幅值偏差分別是±2°和±0.3dB。因此，可以說，對在失真檢測器13和失真消除器16的傳輸特性調節的平衡和完善方面施加了嚴格的條件。
所述前饋放大器對由主放大器23產生的非線性失真進行補償。因此，由于其電路結構，所述前饋放大器理論上不能補償由輔助放大器29產生的非線性失真。此外，由于上述兩個路徑平衡的嚴格條件，即輸入相對輸出功率性能的線性度需要一個傳統前饋放大器的輔助放大器29。為了利用半導體放大器件增加所述放大電路的線性度，現有技術利用與工作狀態相關的A類偏置，借此使得飽和輸出電壓充分大于將被放大的信號峰值電壓。
近年來，對體積小、重量輕和價格便宜的低功耗無線電儀器的需求增加。利用所述前饋放大器的無線電儀器也在不斷增加。為了減少所述前饋放大器的功耗，主要是要增加主和輔助放大器兩者的功率效率。由于這兩個放大器的功率效率增加，可以減少它們的冷卻器體積等并因此而實現無線電儀器體積的減少。
利用工作于B類偏置的一個推挽電路可以增強所述主放大器的功率效率。傳統的前饋放大器能夠補償發生在所述主放大器中的非線性失真。另一方面，為了增加插入到所述前饋放大器失真注入路徑15中的輔助放大器29的功率效率，通常需要使所述輔助放大器的半導體放大器件工作于B或C類偏置狀態下。由這種偏置狀態導致的非線性失真理論上不能被上述前饋放大器補償。由于這個原因，輔助放大器29功率效率的增強帶來削弱了所述前饋放大器的失真補償能力的問題。
所述前饋放大器的功率-供電效率(power supply efficiency)可以利用所述前饋放大器的輸出功率和提供給其功率之比表示。例如，根據Toshio Nojima和Shouichi Narahashi，“用于移動通信的超低、多頻率公共放大器，---自調節前饋放大器(SAFF-A)”，日本電子、信息和通信工程的協會技術報告，RCS 90-4，1989。在主放大器的飽和輸出功率是100W的情況下，所述輔助放大器的飽和功率輸出是所述主放大器的1/8，GaAs-MESFET被用做用于所述主放大器和所述輔助放大器的半導體放大器件，所述主放大器的所述MESFET的漏極電壓和電流是12V和20A，所述輔助放大器的所述MESFET的漏極電壓和電流是12V和5A，兩個放大器都工作于A類偏置狀態下的1.5GHz頻帶，提供給所述前饋放大器的功率是300W。如果平均輸出功率補償被設置為8dB和在所述失真消除器中的主放大器輸出信號損失忽略不計，那么，所述前饋放大器的輸出近似為15W。因此，所述前饋放大器的功率-供電效率約在15/300即5％的范圍之間。即使是在諸如B類推挽放大器的高效放大電路被用做所述主放大器和A類放大器被用做所述輔助放大器的情況下，所述功率-供電效率最高是10％左右或更少。
為了實現高輸出功率放大器的高功率效率，在W.H.Doherty、1936年9月的Pro.IRE，Vol.24，No.9，pp.1163-1182發表的名稱為“用于調制波的新高效率功率放大器”中披露了一種利用多個具有不同飽和輸出電壓的放大器的方法。這個方法被稱之為Doherty方法，這種方法已經在例如用于廣播站傳輸的中波功率放大器中被利用。在所述Doherty方法中，飽和放大器和線性放大器被串聯連接。所述飽和放大器放大平均功率或其附近的信號，而線性放大器放大峰值功率的信號。所述Doherty方法借助于所述飽和放大器實現高功率效率的放大，但是由于所利用的電路結構，本應當輸入給所述線性放大器的信號被提供給了所述飽和放大器，這就出現了非線性失真的問題。此外，這個方法所利用的電路結構不能補償由所述飽和放大器引起的非線性失真。
已經建議的進一步增加所述前饋放大器的功率-供電效率的一個方法是將所述主放大器的輸出補償(在工作點處的飽和輸出功率和輸出功率之間的差)設置為一個較小值。但是，如在現有技術中已知的，可以由所述前饋放大器補償的非線性失真僅僅被限制在所述主放大器輸入/輸出功率特性的不完全線性區域。即，通常，所述前饋放大器不能通過在輸入特性的飽和區域內進行限幅對非線性失真進行補償。
因此，本發明的一個目的是提供一種高功率-供電效率的前饋放大器，其能比傳統的前饋放大器按更高的功率-供電效率放大，同時具有的失真補償能力與后者相同或更好。
根據本發明的第一個方面，所述失真注入路徑其結構與所述前饋放大器類似。具體地說，所述輔助放大器被看作是所述主放大器，用于所述輔助放大器的失真檢測電路和失真注入電路被用于形成所述失真注入路徑。利用這種結構，由輔助放大器引起的非線性失真可以利用所述失真注入路徑的前饋結構補償和使所述輔助放大器能執行除A類偏置以外B、C、D、E和F類偏置狀態下的高功率效率操作。
根據本發明的第二個方面，所述前饋放大器的主放大器是由多個具有不同放大特性的輔助放大器形成的和所述主放大器的放大特性實際根據輸入信號的電平變化，借此實現高功率效率的放大。
作為本發明第一方面和第二方面相互結合的所述失真注入路徑的前饋結構增加了需要具有輸入相對輸出功率性能足夠線性度的輔助放大器的功率效率，因此，增強了所述前饋放大器的整體功率-供電效率。在這個例子中，通過并聯連接具有不同飽和輸出功率的多個放大器形成用于失真檢測器的輔助放大器，所述前饋放大器的功率-供電效率被顯著地增加了。
圖1的框圖表示傳統的前饋放大器件；圖2的框圖表示根據本發明第一方面的一個實施例；圖3的框圖表示根據本發明第二方面的一個實施例；圖4A表示放大器237a和237b輸入與輸出功率的特性關系曲線；圖4B表示功率-供電效率-輸出功率特性；圖5的框圖表示圖2所示主放大器23的一個具體的例子；圖6的框圖表示根據本發明第一和第二方面的組合的一個實施例；圖7的框圖表示圖5所示實施例的一個改進形式；圖8的框圖表示根據本發明第三方面的一個實施例；圖9的框圖表示根據本發明第三方面的另一個實施例；圖10的框圖表示所述主放大器23的一個具體的例子；圖11A表示主放大器23的輸出功率-輸入功率特性關系曲線；圖11B表示功率-供電效率-輸入功率特性；圖11C表示功率-提供-輸出功率特性；圖12的框圖表示主放大器23的另一個具體例子；圖13的框圖表示根據本發明第一和第三方面的組合的一個實施例；圖14的框圖表示本發明第一和第三方面合成的另一個實施例；圖15的框圖表示被提供有平衡調節結構的圖2實施例的改進形式；圖16的框圖表示圖15所示例子的一個改進形式；圖17的框圖表示圖15所示例子的另一個改進形式；圖18的框圖表示圖15所示例子的又一個改進形式；圖19的框圖表示利用第一和第二導頻信號附加提供環路平衡調節結構的圖3所示實施例的一個改進形式；圖20的框圖表示利用第一和第二導頻信號附加提供環路平衡調節結構的圖8所示實施例的一個改進形式。
第一實施例圖2以方框圖的形式表示本發明的第一實施例。其中，在傳統前饋放大器中失真注入路徑15的輔助放大器29構成前饋。構成前饋的輔助放大器此后將被稱之為輔助前饋放大器。失真注入路徑15包括用于接收失真檢測檢測器13的輸出的功率分配器35；由串聯連接的可變衰減器27a、可變移相器28a和被提供有來自功率分配器35的兩個輸出中的一個的第一輔助放大器29a形成的一個路徑；由串聯連接的延遲線36和被提供有來自所述功率分配器35的另一個輸出的反相器37形成的一個路徑；功率合成/分配器38；由被提供有來自合成/分配器38的和輸出的延遲線39形成的一個路徑；由串聯連接的可變衰減器27b、可變移相器28b和被提供有來自所述功率合成/分配器38的差輸出的第二輔助放大器29b形成的一個路徑；和用于合成這兩個路徑輸出的功率合成器41。
利用所述失真注入路徑15的輔助放大器29的前饋結構，使第一輔助放大器29a的半導體放大器件可以按除A類偏置狀態外的一個狀態高功率效率地工作；利用由可變衰減器27a、可變移相器28a、第一輔助放大器29a、延遲線36和反相器37構成的輔助失真檢測器42檢測由輔助放大器29a的高功率效率工作新引起的失真分量，因此檢測的失真分量被用于消除在由可變衰減器27a、可變移相器28a、第二輔助放大器29b和延遲線39構成的輔助失真消除器43中由第一輔助放大器29a引起的失真分量。由此，可以由第一輔助放大器29a實現高功率效率放大。
按照所述輔助放大器的前饋結構，圖2所示實施例的失真注入路徑是由包含第一輔助放大器29a的失真檢測器(此后稱之為輔助失真檢測器)42和包含第二輔助放大器29b的失真消除器(此后稱之為輔助失真消除器)43形成的。這個輔助前饋放大器(42+43)的工作原理與所述傳統前饋放大器的工作原理完全相同。即，由主放大器23引起的失真分量被饋送給所述輔助前饋放大器(42+43)，其中，利用所述失真注入路徑15的輔助失真檢測器42檢測由第一輔助放大器29a新產生的失真分量和利用所述失真注入路徑15的輔助失真消除器43消除所述新的失真分量而不會對來自主放大器23的失真分量產生任何影響。所述Doherty方法具有下述缺點，即在低飽和輸出的放大器中產生非線性失真，但是在這個實施例中，由于輸出補償的減少所引起的頻帶外失真分量能夠被所述前饋放大器的失真檢測器和失真消除器充分抑制。
下面描述將B類推挽電路作為第一輔助放大器29a的第一個具體的例子。所述B類推挽電路被用做第一輔助放大器29a和A類放大器被用做第二輔助放大器29b。所述前饋放大器的功率-供電效率是其輸出功率與提供給其功率的比值。由于所述第一具體例子利用主放大器23、第一輔助放大器29a和第二輔助放大器29b，所述功率-供電效率是它們的輸出功率與所提供的功率的比值。下面將對這個具體例子的效果進行簡要描述，這個效果是在與上述Nojima et al.Literature相同條件下獲得的。
在主放大器的飽和輸出是100W和第一輔助放大器29a的飽和輸出是前者飽和輸出的1/8的情況下，可以認為第二輔助放大器29b的飽和輸出也是第一輔助放大器29a的飽和輸出的1/8，因此是主放大器23的飽和輸出的1/64。在主放大器23由12V漏極電壓和10A漏極電流的B類推挽放大器形成和第一輔助放大器29a的漏極電壓和電流分別是約10V和3A的情況下，如果第二輔助放大器29b的漏極電壓被設置在10V，其漏極電流估計約為0.3A。因此，提供給第一具體例子中所述前饋放大器的功率估計為153W左右，這大約是在現有技術中可以獲得的功率的二分之一，并且功率-供電效率在10％左右，即比現有技術高兩倍。由此，所述前饋放大器的整體功率效率通過利用B類推挽放大器作為第一輔助放大器29a進行高效率放大而得到改善。
在利用F類放大器作為第一輔助放大器29a的第二具體例子中，主放大器23由B類推挽放大器形成和所述前饋放大器的功率轉換效率估計與第一具體例子相同。在主放大器23的漏極電壓和電流分別是12V和10A及第一輔助放大器29a的漏極電壓和電流分別是約10V和2A的情況下，如果第二輔助放大器29b的漏極電壓是10V，那么其漏極電流估計近似為0.3A。因此，在第二具體例子中提供給所述前饋放大器的功率估計近似為143W，這少于第一具體的例子，估計功率-供電效率約增加12％。由此，通過利用A類放大器作為所述第一輔助放大器29a進行高效放大可以改善所述前饋放大器的整體功率-供電效率。
在利用C類放大器作為第一輔助放大器29a第三個具體的例子中，主放大器23由B類推挽放大器形成和所述前饋放大器的功率-供電效率估計與第一具體的例子相同。在主放大器23的漏極電壓和電流分別是約12V和10A和第一輔助放大器29a的漏極電壓和電流分別是10V和2A的情況下，如果第二輔助放大器29b的漏極電壓是10V，那么，其漏極電流估計為近似0.3A。因此，提供給第二具體例子中的所述前饋放大器的功率近似為143W，這是在現有技術中可以獲得的功率的二分之一，功率-供電效率增加大約12％。這是所述路徑中功率效率的兩倍。由此，通過利用A類放大器作為第一輔助放大器29a進行高功率效率放大可以改善所述前饋放大器的整體功率-供電效率。
第二實施例圖3一框圖的形式表示本發明的第二實施例。這個實施例對于主放大器23利用采用所述Doherty方法的多個不同飽和輸出功率放大器的并聯連接實現比利用單個放大器形成所述主放大器23的情況更高的功率-供電效率。即，在這個實施例中，所述主放大器23是通過并聯兩個不同的放大特性的放大器237a和237b形成的。所述放大器237a和237b被提供有不同的功率。具體地說，直接從DC電源231向放大器237a提供功率，而經過電阻器238向放大器237b提供功率，由于經過電阻器238，所以其供電電壓低于提供給放大器237a的電壓。結果是設定放大器237a比放大器237b具有較高飽和電壓的放大特性。假設放大器237a和237b是由相同類型的半導體放大器件形成的。但是，實際上能夠利用不同類型的半導體放大器件。
圖4A表示如上所述被提供有不同電壓的放大器237a和237b的輸入-輸出特性之間的關系。如圖4A所示，放大器237a的飽和輸出功率高于放大器237b的飽和輸出功率。相對于主放大器23來講，放大器237a或237b對所述輸入功率幅值進行功率放大的類型不同。例如在利用所述Doherty方法的情況下，放大器237b放大平均功率或其附近的頻率的信號。放大器237a放大充分高于所述平均功率的頻率的信號。雖然取決于由放大器237a放大的信號的發生頻率，但是放大器237a的工作時間變得比現有技術中建立足夠大輸出補償情況下所需的時間短。這意味著所述放大器的功率-供電效率可以根據輸入給所述主放大器的輸入信號幅值的頻率分布而增加。
圖4B描述了兩個放大器的功率-供電效率相對于輸出功率的特性。可以說根據本發明的前饋放大器的功率-供電效率高于利用輸出補償的傳統方法的情況。通過在低峰值功率情況下暫停向放大器237a提供電壓，可以進一步增強主放大器的功率-供電效率。
由于在放大器237b中沒有建立足夠的輸出補償，就出現了一個問題，即頻帶外的失真功率增加；但是，所述前饋結構使得能夠抑制在放大器237b中發生的失真。因此，在實現比利用傳統輸出補償方案設計所述主放大器情況下更高功率效率的同時能夠提供與利用現有技術中可以獲得的相同的失真補償能力。
如上所述，根據本發明的第二實施例，所述前饋放大器的主放大器是由并聯連接的多個具有不同飽和輸出功率特性的放大器形成的。所述飽和輸出功率取決于形成所述放大器的半導體放大器件的柵極、基極、漏極和集電極電壓。利用并聯連接的不同飽和輸出的多個放大器，可以選擇與所述放大器的輸入信號的峰值(功率)與平均功率比值對應的飽和輸出的放大器。
圖5以框圖的形式描述了圖3所示第二實施例的主放大器23的一種改進形式。主放大器23的輸入信號由失真耦合器232分配，然后包絡檢波器233對所分配的主放大器輸入信號的包絡檢波，控制電路234根據所檢測包絡的電平控制DC-DC轉換器235a和235b的輸出電壓。即來自DC電源231的輸出電壓被經過DC-DC轉換器235a和235b提供給放大器237a和237b。DC-DC轉換器235b的輸出電壓被設置得低于DC-DC轉換器235a的輸出電壓。來自定向耦合232的其其輸出信號被定向耦合236分配到放大器237a和237b的輸入端，它們的輸出被定向耦合238合成以從主放大器23提供輸出。與圖3所示的實施例比較，所示的改進提供了一個優點，即能夠更加有效地避免發生頻帶外的失真分量并實現主放大器23的更高功率效率放大，并因此使得對其輸出功率能進行控制。
圖6以框圖的形式描述了一個實施例，在該實施例中，圖5所示經過改善的放大器結構被應用到圖2所示第一實施例的主放大器23中。即，在這個實施例中，所述主放大器具有圖5所示的結構和所述失真注入路徑具有圖2所描述的前饋結構。圖6所示的結構使得利用第一輔助放大器29a能對失真進行補償并使之能將其應用到諸如B類工作的用于高功率效率放大的工作狀態中。由于所述輔助放大器的功率效率可以被如此地進行改善，所以可以進一步增加所述前饋放大器的功率效率。
圖7以框圖的形式表示根據本發明第二方面的另一個實施例。該實施例將圖5所示的放大器結構應用到圖6所示實施例中具有前饋結構的失真注入路徑的第一輔助放大器29a上。即，第一輔助放大器29a由并聯連接的放大器29a1和29a2形成，來自DC電源291的輸出電壓被提供給DC-DC轉換器2951和2952，并且從DC-DC轉換器2951和2952向放大器29a1和29a2提供不同的電壓。利用包絡檢波器93對輸入給第一輔助放大器29a的輸入信號的包絡進行檢波，并利用控制器294根據所檢測的包絡電平控制DC-DC轉換器2951和2952的輸出電壓。這個電路結構改善了第一輔助放大器29a的功率-供電效率以及主放大器23的功率-供電效率，提供了增加的前饋放大器的功率-供電效率。
當在上述中所述主放大器23和所述輔助放大器29a中的每一個都是由放大器形成時，從上面的描述中很容易理解，對它們中的每一個利用三個或更多放大器也能夠改善所述前饋放大器的功率-供電效率。
第三實施例圖8以框圖的形式表示根據本發明的第三方面的一個實施例。在圖3、5、6和7所示的實施例中，主放大器23是由兩個放大器237a和237b形成的，它們設置不同的放大特性(不同的飽和輸出功率)，利用輸入信號電平的包絡控制這些放大特性(飽和輸出功率)。在圖8的實施例中，利用輸入信號電平的包絡控制形成前饋放大器中主放大器23的一個半導體放大器件237的飽和電壓。經過定向耦合232向包絡檢波器233提供由功率分配器31提供給主放大器傳輸路徑11的輸入信號。在這個例子中的包絡檢波器233是由利用一個頻率下拉轉換器的接收器形成的。另外，其還可以是利用一個用于檢測峰值功率的二極管的檢測器。包絡檢波器233的輸出被提供給控制電路234。控制電路234控制功率轉換器235。功率轉換器235可以是諸如高功率轉換效率的DC-DC轉換器或晶體管的下拉器(dropper)。這個控制通道控制將被提供給形成主放大器23的半導體放大調節器件的飽和電壓。
代替將提供給可變衰減器21的輸入信號提供給包絡檢波器233，輸入給主放大器23的信號可以在如圖8所示虛線指出的分配之后提供給包絡檢波器233。另外，在產生用于所述前饋放大器輸入信號過程中來自低頻級的正交調制器的輸出可以被分配為用于輸入給包絡檢波器233的輸入信號，如圖9所示。因此，除了前者沒有利用定向耦合232以外，圖9所示的實施例與圖8所示實施例結構上完全相同。
對形成主放大器23的半導體放大器件的電壓控制導致其輸出信號在幅值和相位方面的變化。這種變化可通過可變衰減器21和可變移相器22的動態控制進行處理。
如上所述，通過將第一實施例應用到圖8(和圖9)所示的實施例中以利用用于輔助放大器和用于所述前饋放大器的失真注入路徑的前饋結構，能夠避免由所述輔助放大器另外引起的非線性失真，并且所述輔助放大器可以工作在除A類偏置狀態以外的偏置狀態能夠提良好功率-供電效率。由于與形成所述主放大器的半導體放大器件電壓控制相結合，所述前饋結構的利用保證了整體功率-供電效率的增加。
下面看圖10，將結合主放大器23描述圖3、5、6和7中放大器、圖7的放大器237a和237b、圖7的放大器29a和29b、圖8和9中的主放大器23的漏極電壓控制。到主放大器23的輸入經過輸入匹配電路2371被提供給第一級FET 2372的柵極；FET 2372的漏極輸出經過級間匹配電路2373被提供給第二級FET 2374的柵極；FET 2374的漏極輸出經過級間匹配電路2375被提供給第三級FET 2376的柵極；FET 2376的漏極輸出經過輸出匹配電路2377提供作為主放大器23的輸出。FET 2376的漏極被提供有來自DC-DC轉換器235的輸出VD；FET 2372和2374的漏極被分別提供有固定漏極電壓VD1和VD2；FET 2372、2374和2376的柵極分別被提供有固定柵極電壓VG1、VG2和VG3。
如上所述，主放大器23是由FET 2372、2374和2376三級形成的和在最后級的FET 2376上執行漏極電壓控制，但是由于所述放大器通常形成多級，所以控制可以在任何一級進行。圖11A表示主放大器23的輸出功率特性。所述漏極電壓VD被選擇為6.8V和10V。所述曲線圖中的工作點表示對應于各漏極電壓的FET的工作點。圖11B表示與輸入功率相關的功率效率特性。所利用的條件與圖11A所示相同。如能夠從圖11A和11B理解的，通過根據到主放大器23的輸入信號電平對漏極電壓進行控制，即如果輸入功率很低通過減少所述漏極電壓，可以實現所述主放大器的高功率效率。圖11C表示所述功率效率特性與輸出功率之間的關系。利用傳統的固定漏極電壓，如實線所示，所述功率效率隨著輸出功率的變化而急劇減少，但是，根據本發明，通過如虛線所示的漏極電壓控制，不管輸出功率如何，所述功率效率可以增加一定的程度。
在上述實施例以利用所述FET進行描述的同時，可以利用雙極晶體管實現與上述相同的效果。
其偏壓受到控制的主放大器23的結構的例子示于圖12，其中，與圖10所示對應的部分利用相同的標號表示。圖12描述了控制FET 2376柵極電壓的一個例子。通過柵極電壓控制改善功率效率的效果與漏極電壓控制的情況實際相同。在最后級的FET 2376中柵極電壓受到控制，但是，也可以在第一或中間級進行控制。由于基本上沒有電流流過柵極端，所以，用于柵極電壓控制的DC-DC轉換器235可以由利用例如電容器的非常簡單的結構構成。雖然在上述實施例結合利用所述FET進行描述，但利用所述雙極晶體管可以獲得相同的效果。
與邏輯電壓控制比較，所述柵極電壓控制將導致主放大器23非線性失真增加。利用自適應算法或類似算法以利用失真檢測器13中的可變衰減器21和可變移相器22消除所增加的非線性失真的方式調節所增加的非線性失真。
如圖10和12所示，電壓VD被從所述電壓轉換器提供給圖5到9所示主放大器23中的共射級或共源極半導體放大器件237(237a、237b)的集電極或漏極端并根據所述主放大器的輸入信號包絡控制所提供的這個電壓，從而使半導體放大器件237始終處位于高功率-供電效率的工作點處。利用所述前饋放大器的功能補償由這個放大器工作引起的非線性失真。結果是在沒有嚴重增加失真的情況下能夠改善所述主放大器的功率效率。
在將電壓VD從所述電壓轉換器施加給主放大器23中射極或源極接地的半導體放大器件的基極或柵極端并根據主放大器23的輸入信號包絡控制所施加電壓的情況下也可以獲得與上述相同的結果。
圖13以框圖的形式表示前饋放大器的一個實施例，在這個實施例中，圖2所示第一實施例中的第一輔助放大器具有與圖8所示第三實施例中主放大器23相同的結構。在這個實施例中，失真注入路徑15的第一輔助放大器29(圖1)具有圖2所示的前饋結構，所述電壓經過DC-DC轉換器295被施加給形成這個輔助前饋放大器的第一輔助放大器29a，功率分配器35的輸出信號被定向耦合292一分為二；其中的一個輸出信號被饋送給可變衰減器27a，另一個被包絡檢波器293進行包絡檢波，控制電路294根據所述包絡電平控制所述DC-DC轉換器295。
所述包絡檢波器可以是由二極管或類似裝置形成的峰值功率檢測器。根據所檢測信號，控制電路294控制DC-DC轉換器295或晶體管下拉器。這控制了將被施加給形成輔助放大器29a的半導體放大器件的電壓。如虛線所指出的，輸入給輔助放大器29a的信號可以在施加給其和饋送給包絡檢波器293之前被立即分配。此外，將施加給圖12所示輔助放大器29a的電壓的控制可以用于漏極電壓控制和柵極電壓控制。
如圖14所示，圖13所示實施例的主放大器23可以被結構得如圖8所示實施例的情況一樣執行電壓控制。按這種方式，將被饋送給主放大器23和輔助放大器29a的電壓受不同控制電路的單獨控制。關于用于形成主放大器23和輔助放大器29A的半導體放大器件237的電壓控制方法，當放大器由所述FET形成時，它們的漏極或柵極電壓可以受到控制。此外，它們的漏極和柵極電壓可以同時被控制。這就使得利用漏極電壓控制和柵極電壓控制通過組合功率效率的最佳點能使所述前饋放大器的功率-供電效率最佳化。類似地，當利用雙極晶體管時，它們的集電極和基極電壓可以受到控制。并且，所述集電極和基極電壓可以在同時受到控制。在這種情況下，通過利用漏極電壓控制和柵極電壓控制組合與功率效率的最佳點可以使所述前饋放大器的功率-供電效率最大。
如圖13和14所示，根據將被施加給所述輔助放大器的輸入信號可以控制將被施加給形成輔助失真檢測器42的輔助放大器29a的射極-或源極接地的半導體放大器件的集電極或漏極、或基極或柵極的電壓，借此，可以在不削弱其功率-供電效率的情況下改善所述輔助放大器的功率效率，提供增強的所述前饋放大器的功率-供電效率。此外，輔助放大器(第一輔助放大器)29a能夠執行除A類偏置以外的B、C、E或F類高功率效率操作。
第四實施例另外，上述失真檢測器13和失真消除器16需要控制它們各自回路的可變衰減器和可變移相器，以便產生幅值相等但相位延遲除180°以外的信號。通常，所述前饋放大器非線性失真的抑制量取決于通過調節所述可變衰減器和所述可變移相器形成的所述回路的平衡。在日本專利申請公開公報No.1-198809、發明名稱為“用于前饋放大器的自動調節”中披露了它們調節的精度。例如，獲得高于30dB失真抑制量所需的相位和幅值偏移分別少于±2°和±0.3dB；因此，可以說，嚴格的條件被強加在失真檢測器和失真消除器傳輸特性的平衡上以及它們調節的實施上。實際上，保持所述失真檢測器和所述失真消除器的良好平衡是非常困難的。即使它們的初始狀態是良好的，但是由于所述放大器的特性隨著環境溫度、電源電壓等的變化而變化，所以將它們長時間穩定地保持在良好平衡狀態是非常困難的。
為了將前饋放大器中的所述失真檢測器和所述失真消除器高精度地保持在良好的平衡狀態，例如在上述的日本專利公開公報申請No.1-198809中己建議一種利用導頻信號進行自動調節的方法。在日本電子信息和通信工程的學院技術報告，RCS 90-4，1990中由Toshio Nojima和Shouich Narahashi發表的“超低失真、多頻公用放大器...自調節前饋放大器(SAFF-A)”披露了這種方法的實際執行。
這種自動調節方法中的任何一種被應用到抑制由主放大器引起的非線性失真這種類型的前饋放大器上。在下面將要描述本發明第四實施例中，具有上述用于高效放大前饋結構失真注入路徑的前饋放大器適合于利用導頻信號進行自調節。
圖15以框圖的形式表示本發明的第四實施例，該實施例利用三個導頻信號調節失真檢測器13、失真消除器16、輔助失真檢測器42和輔助失真消除器43中每一個回路的平衡。這個實施例的前饋放大器還包括圖2所示的結構用于在所述放大器輸入一側產生第一導頻信號P1的第一導頻信號發生器45；用于將第一導頻信號注入所述放大器輸入端的定向耦合46；用于產生將.被注入到主放大器23多級之間的第二導頻信號P2的第二導頻信號發生器47；用于從失真注入路徑15提取第一導頻信號的定向耦合48；用于檢測由定向耦合48提取的第一導頻信號P1的電平的第一導頻信號檢測器49；插入在形成輔助放大器的所述輔助前饋放大器中輔助失真檢測器42的第一輔助線性路徑15a2中的可變衰減器17和可變移相器18；用于將第三導頻信號P3注入到第一輔助放大器29a多級之間的第三導頻信號發生器51；用于從所述輔助前饋放大器的失真注入路徑15b2提取第二導頻信號P2定向耦合器52；用于檢測由定向耦合52提取的第二導頻信號電平的第二導頻信號檢測器53；用于從所述輔助前饋放大器的輸出中提取第三導頻信號P3的定向耦合54；用于從功率合成器33的輸出中提取第二導頻信號的定向耦合56；用于檢測由方向耦合56提取的第二導頻信號電平的第二導頻信號檢測器57；和用于以使由第一導頻信號檢測器49、第二導頻信號檢測器53和57以及第三導頻信號檢測器55檢測的導頻信號電平最小的方式對可變衰減器和可變移相器對21-22、27a-28a、27b-28b和17-18進行控制的控制器34。
輔助失真檢測器42包括由可變衰減器27a、可變移相器28a和第一輔助放大器29a組成的第一輔助放大器路徑15a1和由可變衰減器17、可變移相器18和反相器37組成的第一輔助線性路徑15a2。輔助失真檢測器42檢測在第一輔助放大器29a中發生的失真分量。失真消除器43包括包含延遲線39的第二輔助線性路徑15b1；和包含可變衰減器27b、可變移相器28b和第二輔助放大器27b的輔助失真注入路徑15b2。失真消除器43將由輔助失真檢測器42檢測的失真分量經過第二輔助放大器29b注入到功率合成器41中以與第二輔助線性路徑15b1中的失真分量相位相反、幅值相等和延遲的方式注入到中，借此以抑制由第一輔助放大器29a引起的失真分量。
利用失真注入路徑15的前饋結構的輔助放大器29，形成第一輔助放大器29a的半導體放大器件能夠高效工作在除A類偏置狀態的(B、C、E或F類)工作狀態，利用輔助失真檢測器42檢測由于高效工作由第一輔助放大器29a新引起的失真分量，和在輔助失真消除器43中利用所檢測的失真分量消除來自第一輔助放大器29a的被放大輸出中的由放大器29a產生的失真分量。因此，第一輔助放大器29a能夠執行高功率效率的放大。
在輔助失真檢測器42中新裝設的可變衰減器17和可變移相器18意在單獨調節失真消除器16的回路的平衡，失真消除器16由包含延遲線26的路徑14和包含可變衰減器27a、可變移相器28a、第一輔助放大器29a和延遲線39以及輔助失真檢測器42的回路構成。
如下面將要描述的，在這個實施例的前饋放大器中，利用三個導頻信號以平衡失真檢測器13、輔助失真檢測器42、輔助失真消除器43和失真消除器16中每一個的回路。
步驟1來自第一導頻信號發生器45的第一導頻信號P1經過在所述前饋放大器輸入一側的定向耦合46被提供給失真檢測器13。利用插入到失真注入路徑15中的定向耦合48提取作為失真而檢測的第一導頻信號，利用第一導頻信號檢測器49檢測所提取導頻信號P1的電平。控制器34以使所檢測的第一導頻信號P1的電平最小的方式控制可變衰減器21的衰減量和可變移相器22的相移量，借此達到失真檢測器13回路的平衡。
步驟2來自第二導頻信號發生器47的第二導頻信號P2被注入到主放大器23，由輔助失真檢測器42作為失真而檢測的第二導頻信號P2被插入在失真注入路徑15b2中提供的定向耦合52提取，并利用第二導頻信號檢測器53檢測所提取的第二導頻信號的電平。控制器34以使所檢測的第二導頻信號的電平最小的方式控制可變衰減器17和可變移相器18，借此達到輔助失真檢測器42的回路平衡。在可變衰減器27a和17的衰減量之間的關系(數值差)和其時在可變移相器28a和18的相移量之間的關系(數值差)被保存。
步驟3來自第三導頻信號放大器51的第三導頻信號被注入到第一輔助放大器29a，利用第三導頻信號檢測器33檢測由在輔助失真消除器43輸出一側裝設的定向耦合54提取的第三導頻信號P3的電平，和控制器34以使所檢測的第三導頻信號P3的電平最小的方式控制可變衰減器27b和可變移相器28b，借此達到輔助失真消除器43的回路平衡。
步驟4第二導頻信號P2被注入主放大器23，利用第二導頻信號檢測器57檢測由在所述前饋放大器輸出一側提供的定向耦合56提取的第二導頻信號的電平。控制器34控制可變衰減器27a和可變移相器28a，從而使所述檢測的第二導頻信號P2的電平最小；此時，還以保持在步驟2中保存的與可變衰減器27a和可變移相器28a未改變的關系的方式控制可變衰減器17和可變移相器18。
可以重復上述步驟2、3和4。
例如，當主放大器23和第一輔助放大器29a中的每一個都是由圖10或12所示的多級放大器件形成時，利用例如連接在所述放大器件之間的一個級間匹配電路2375向其注入第二和第三導頻信號。具體地說，由于所述級間匹配電路通常是由串聯連接的多個輸入和輸出匹配電路形成的，所以，所述導頻信號只需要被注入給它們的連接點。
圖16以框圖的形式表示另一個實施例，該實施例利用4個導頻信號調節各回路的平衡，與圖15所示對應的部分以相同的標號表示。雖然圖15所示實施例利用用于調節失真消除器16和輔助失真消除器42的第二導頻信號，本實施例則為了調節輔助失真消除器42的回路新利用了用于產生到第四導頻信號P4的第四導頻信號放大器62、用于將第四導頻信號P4施加到輔助失真檢測器42輸入端的定向耦合器61和取代圖15所示第二導頻信號檢測器53的第四導頻信號檢測器53′。
來自第四導頻信號發生器64的第四導頻信號P4經過定向耦合51被饋送給輔助失真檢測器42的功率分配器35。利用定向耦合器52提取第四導頻信號，并利用第四導頻信號檢測器53′檢測第四導頻信號P4的電平。控制器34以使所檢測的第四導頻信號P4的電平最小的方式控制可變衰減器17和可變移相器18。除了上面的描述以外這個實施例與圖15所示的結構相同。
如上所述，圖16所示實施例的前饋放大器利用4個導頻信號達到失真檢測器13、輔助失真檢測器42、輔助失真消除器43和失真消除器16等各回路的平衡。調節順序與圖15所示實施例相同。
圖17以框圖的形式表示圖15所示實施例的另一種改進，在該實施例中，與圖1 5所示對應的部分利用相同的標號。在這個實施例的前饋放大器中，用于調節失真消除器16的可變衰減器27和可變移相器28被插入在前饋結構的輔助放大器(42+43)外側的失真注入路徑15中而不是在輔助放大器路徑15a1中。由功率合成/分配器32分配的失真分量經過可變衰減器27和可變移相器28被提供給輔助失真檢測器42的功率分配器35。由功率分配器35分配的兩個信號中的一個被提供給包含延遲線64和第一輔助放大器29a的第一輔助放大路徑15a1，另一個信號被提供給包含可變衰減器17、可變移相器18和反相器37的第一輔助線性路徑1512。兩個路徑的輸出都被施加到功率合成器/分配器38。除了上述以外，這個實施例與圖15所示實施例相同。
這個實施例的前饋放大器利用下述操作利用3個導頻信號調節失真檢測器14、失真消除器16、輔助失真檢測器42和輔助失真消除器43等各回路的平衡。
步驟1來自第一導頻信號發生器45的第一導頻信號P1經過在所述前饋放大器輸入一側提供的定向耦合46被提供給失真檢測器13。作為失真所檢測的第一導頻信號P1被插入在失真注入路徑15中的定向耦合48提取，第一導頻信號檢測器49檢測所提取的第一導頻信號P1的電平。控制器34以使所檢測的第一導頻信號P1的電平最小的方式控制可變衰減器21的衰減量和可變移相器22的相移量，以平衡失真檢測器13的回路。
步驟2來自第二導頻信號發生器47的第二導頻信號P2被注入到主放大器23，然后由插入在輔助失真注入路徑15b2中的定向耦合52提取作為失真由失真檢測器42檢測的第二導頻信號P2，第二導頻信號檢測器53檢測所提取的第二導頻信號P2的電平。控制器34以使所檢測的第二導頻信號的電平最小的方式控制可變衰減器17和可變移相器18，借此平衡輔助失真檢測器42的回路的平衡。
步驟3來自第三導頻信號放大器51的第三導頻信號P3被注入第一輔助放大器29a，然后，第三導頻信號檢測器55檢測由在輔助失真消除器43輸出一側提供的定向耦合54提取的第三導頻信號P3的電平，控制器34以使所檢測的第三導頻信號P3的電平最小的方式控制可變衰減器27b和可變移相器28b，借此以平衡輔助失真消除器43的回路。
步驟4第二導頻信號P2被注入主放大器23，利用第二導頻信號檢測器57檢測由在所述前饋放大器輸出一側提供的定向耦合56提取的第二導頻信號P2的電平。控制器34以使所檢測的第二導頻信號P2的電平最小的方式控制可變衰減器27a和可變移相器28a，借此以平衡失真檢測器16的回路。
如上所述，從輔助失真檢測器42的第一輔助放大路徑15a1中取消了在圖15和16實施例中的可變衰減器27a和可變移相器28a，但是，代替它們的是插入在輔助失真檢測器42輸入一側中的可變衰減器27和可變移相器28，因此，根據所檢測的第二導頻信號P2電平，即使是通過控制可變衰減器27和可變移相器28，輔助失真檢測器42的平衡也沒有遭到破壞。因此，各回路的平衡可以被彼此單獨地進行調節。
圖18表示圖17所示實施例的改進形式，該實施例利用第四導頻信號代替第二導頻信號調節圖16所示實施例中的輔助失真檢測器42回路的平衡。與圖17對應的部分標記相同的標號。在圖18的實施例中，定向耦合16被插入在可變移相器28和功率分配器35之間，來自第四導頻信號發生器62的第四導頻信號P4經過定向耦合61被饋送給功率分配器35。第四導頻信號檢測器53′檢測經過定向耦合52提供的第四導頻信號P4的電平，控制器34控制可變衰減器18和可變移相器18，從使所檢測的第四導頻信號P4的電平最小。在其其方面，這個實施例與圖17所示的實施例相同。
在這個實施例的前饋放大器中，由于作為用于輔助失真檢測器42的回路調節裝置的可變衰減器17和可變移相器18的使用與作為用于圖17所示實施例所示失真檢測器16的回路檢測裝置的可變衰減器27和可變移相器28無關，所以，輔助失真檢測器42和失真消除器16的回路可以被彼此單獨地進行調節。
如上所述，在圖15到18所示的實施例中，所述輔助放大器可以通過前饋結構的失真注入路徑高效地進行放大，并可以抑制由于高效放大而導致的失真分量。由于失真注入路徑的前饋結構，利用4個導頻信號中的一個以使信號電平最小的方式控制4個回路中每一個回路中的可變衰減器和可變移相器，借此以達到該回路的平衡這就能對由主放大器引起的失真分量和由輔助放大器引起的失真分量進行補償，因此，使所述半導體放大器件能夠形成工作于除A類狀態以外的高效放大狀態的第一輔助放大器。
第五實施例在圖15到18所示的實施例中，用于調節每個回路的配置被附加提供在該實施例中，在該實施例中，利用前饋放大器形成失真消除器16的輔助放大器，但是，所述回路調節配置可以利用公知的方法簡單添加到圖3、8和9所示的實施例中。這將在下面描述。
圖19以框圖的形式表示利用圖3所示實施例的第一和第二導頻信號適于調節各回路平衡的實施例。來自第一導頻信號發生器45的第一導頻信號P1經過定向耦合46被提供給功率分配器31。插入在失真消除器16的失真注入路徑15中的定向耦合48提取第一導頻信號P1，然后，第一導頻信號檢測器49檢測第一導頻信號P1的電平，控制器34控制可變衰減器21和可變移相器22。接著，來自第二導頻信號發生器47的第二導頻信號P2經過插入在主放大器23輸入一側的定向耦合58被施加到主放大器23上。插入在功率合成器33輸出一側的定向耦合56提取第二導頻信號P2，第二導頻信號檢測器57檢測第二導頻信號P2的電平。控制器34控制可變衰減器27和可變移相器28，借此使所檢測的第二導頻信號P2的電平最小。
圖20以框圖的形式表示一個實施例，在該實施例中，用于如圖19所示實施例利用第一和第二導頻信號調節回路平衡的配置被添加到圖8所示的實施例中，在這個實施例中，利用輸入信號包絡控制一個放大器237的飽和電壓，第二導頻信號被注入到放大器237。每個回路的平衡與圖19所示一樣的方式進行調節，因此不再贅述。圖19所示的實施例也可以被添加利用第一和第二導頻信號控制失真檢測器13和失真消除器16回路平衡的配置。
圖15到20所述實施例的每一個中控制部分23的控制算法可以利用傳統的擾動、最小平方估算或類似的自適應算法實施。通常，所述前饋放大器各回路的平衡隨著電源電壓和設備溫度等的變化而變化。這些變化的小時變化率是相當低的。因此，，花很多時間集中尋求在最佳值的控制算法可充分適用于控制根據本發明的所述前饋放大器。
在上述的實施例中，利用包含諸如可變電壓電阻器的其電阻值可電控的器件的一個電路形成可變衰減器，利用包含諸如可變電壓電容器件的其電容值可電控的一個電路形成可變移相器。這些可變衰減器和可變移相器由控制器34按照執行前述控制操作的控制程序進行控制。
在圖15到18和圖20的實施例中，第二導頻信號P2被注入到主放大器23的多級之間；這個方法最簡單因此最好。從理論上講，第二導頻信號P2可以被注入到主放大器路徑11的任何地方，但是，如果沒有被注入到主放大器23的多級之間，所述導頻信號最好被經過圖19所述定向耦合提供給主放大器23的輸入一側。圖15到18所述實施例中的第三導頻信號P3也可以被注入到輔助放大器路徑15a1的任何地方。
圖15到20所示實施例中的導頻信號P1、P2、P3(和P4)可以是以不同頻率建立的非調制波、相同頻率但利用不同調制波調制的載波，或相同載波但由不同擴展碼擴展的調制版本。用于利用非調制波的導頻信號的導頻信號檢測器是由例如利用帶通濾波器對導頻信號進行限制并利用二極管或類似電平檢測器檢測濾波器輸出的一種窄帶電平檢測器形成的。用于利用調制波的導頻信號的導頻信號檢測器是由用于將導頻信號的頻帶經頻率轉換成基帶的頻率轉換器和用于對經過頻率轉換的基帶信號解調的解調器形成的。與利用非調制波的導頻信號比較，利用調制波的導頻信號能對各種上干擾和噪聲應用均衡、誤差校正和類似處理。因此，每個回路能夠利用較少的導頻信號功率被平衡。用于利用擴展碼的導頻信號的導頻信號檢測器包括用于將導頻信號的頻帶經頻率轉換成所述基帶的頻率轉換器、用于去擴展經過頻率轉換的基帶信號的去擴展器和用于解調去擴展信號的解調器。因此，根據本發明的前饋放大器的自動調節可以被應用于各種導頻信號。
本發明的效果如上所述，根據本發明的第一個方面，所述前饋放大器具有前饋結構的輔助放大器能夠抑制由輔助放大器產生的失真分量。因此，即使，使輔助前饋放大器的第一輔助放大器高效執行除A類以外的放大操作，所導致的失真也能夠被消除。因此，可以實現高功率-供電效率的前饋放大器。
根據本發明的第二方面，所述前饋放大器的主放大器其構成具有多種放大特性，這些放大特性能夠根據輸入信號切換從而保證增加功率-供電效率。
由此，根據本發明第一和/或第二方面的前饋放大器能夠具有較低的功耗并因此使所述放大器裝置小型化。
權利要求
1.一種用于檢測放大器輸出的失真分量并將所述失真分量注入到放大器輸出以消除所述失真分量的前饋放大器，該前饋放大器包括一個主放大器失真檢測器，包括用于放大和傳輸提供給其輸入信號的一個主放大器的主放大器路徑；用于線性傳輸所述輸入信號的第一線性路徑；用于將所述輸入信號轉移到所述路徑的主放大器功率分配器；和用于合成來自所述主放大器路徑和所述第一線性路徑的輸出并用于將所述合成輸出的和分量與差分量分別作為主放大器主信號分量和主放大器失真分量輸出的功率合成器/分配器；和主放大器失真消除器，包括被提供有所述主信號分量并線性傳輸其第二線性路徑；用于放大和傳輸所述主放大器失真分量并包含輔助放大器裝置的主放大器失真注入路徑；和用于合成所述第二線性路徑輸出與所述主放大器失真注入路徑輸出的主放大器功率合成器；其中，所述輔助放大器裝置包括輔助放大器失真檢測裝置，包括用于將所述主放大器失真分量一分為二的輔助放大器功率分配器；用于放大和傳輸兩個被分配的主放大器失真分量中的一個并包含第一輔助放大器的輔助放大器路徑；用于線性放大和傳輸所述兩個被分配的主放大器失真分量中的另一個的第三線性路徑；和用于合成所述輔助放大器路徑和所述第三線性路徑的輸出并用于輸出分別作為輔助放大器主信號分量和輔助放大器失真分量的所述合成輸出的和分量與差分量的輔助放大器功率合成器/分配器；和輔助放大器失真消除器，包括被提供有來自所述輔助放大器功率合成器/分配器的所述輔助放大器主信號分量并用于線性傳輸所述輔助放大器主信號分量的第四線性路徑；被提供有來自所述輔助放大器功率合成器/分配器的所述輔助放大器失真分量并用于放大和傳輸所述輔助放大器失真分量的輔助放大器失真注入路徑；和用于合成所述第四線性路徑和所述輔助放大器失真注入路徑的輸出并用于將合成的輸出作為所述主放大器注入路徑的輸出提供給所述主放大器功率合成器的輔助放大器功率合成器。
2.一種用于檢測放大器輸出的失真分量并將所述失真分量注入到放大器輸出以消除所述失真分量的前饋放大器，所述前饋放大器包括主放大器失真檢測器，包括用于放大和傳輸提供給其輸入信號并包含一個主放大器的主放大器路徑；用于線性傳輸所述輸入信號的第一線性路徑；用于將所述輸入信號轉移到所述路徑的主放大器功率分配器；用于合成來自所述主放大器路徑和所述第一線性路徑的輸出并用于將合成后的輸出的和分量與差分量分別作為主放大器主信號分量和主放大器失真分量輸出的功率合成器/分配器；和主放大器失真消除器，包括被提供有所述主信號分量并用于線性傳輸該主信號分量的第二線性路徑；用于放大和傳輸所述主放大器失真分量并包含一個輔助放大器裝置的主放大器失真注入路徑；和用于合成所述第二線性路徑的輸出和所述主放大器失真注入路徑的輸出的主放大器功率合成器；其中，所述主放大器具有多個放大特性。
3.根據權利要求2所述的前饋放大器，其特征是所述主放大器包括并聯連接的具有不同飽和輸出的多個放大器。
4.根據權利要求2所述的前饋放大器，其特征是所述主放大器包括用于放大所述主放大器路徑的信號的源極或發射極接地的主放大器半導體放大器件；用于改變將被提供給所述主放大器半導體放大器件的漏極或集電極的電壓的主放大器電壓轉換器；用于檢測將被饋送給所述主放大器的包絡分量的主放大器檢波器；和用于根據所述主放大器檢波器的輸出信號控制所述主放大器電壓轉換器以改變將被提供給所述主放大器半導體放大器件的漏極或集電極的電壓從而改變所述放大特性借此以提供所述多個放大特性的主放大器控制電路。
5.根據權利要求2所述的前饋放大器，其特征是所述主放大器包括用于放大所述主放大器路徑的信號的源極或發射極接地的主放大器半導體放大器件；用于改變將被提供給所述主放大器半導體放大器件的柵極或基極的電壓的主放大器電壓轉換器；用于檢測將被提供給所述主放大器的信號包絡分量的主放大器檢波器；和用于根據所述主放大器檢波器的輸出信號控制所述主放大器電壓轉換器以改變將被提供給所述主放大器半導體放大器件的柵極或基極的電壓從而改變所述放大特性并借此提供所述多個放大特性的主放大器控制電路。
6.根據權利要求5所述的前饋放大器，其特征是所述主放大器包括用于放大所述主放大器路徑信號的另一個源極或發射極接地的主放大器半導體放大器件；和用于改變將被提供給所述另一個主放大器半導體放大器件的柵極或基極的電壓的另一個主放大器電壓轉換器；其中，所述主放大器控制電路根據所述主放大器檢波器的輸出信號控制所述主放大器電壓轉換器和所述另一個主放大器電壓轉換器以改變將被提供給所述主放大器半導體放大器件和所述另一個主放大器半導體放大器件的柵極或基極的電壓從而改變所述放大特性并借此提供所述多個放大特性。
7.根據權利要求2到6中任何一個的前饋放大器，其特征是所述輔助放大器裝置包括輔助放大器失真檢測器，包括用于將所述主放大器失真分量一分為二的輔助放大器功率分配器；用于放大和傳輸所述兩個分配的主放大器失真分量中的一個并包括第一輔助放大器的輔助放大器路徑；用于線性放大所述兩個分配的主放大器失真分量中的另一個的第三線性路徑；和用于合成所述輔助放大器路徑和所述第三線性路徑的輸出并分別將所述合成輸出的和分量與差分量作為輔助放大器主信號分量和輔助放大器失真分量輸出的輔助放大器功率合成器/分配器；和輔助放大器失真消除器，包括被提供有來自所述輔助放大器功率合成器/分配器的所述輔助放大器主信號分量并用于線性傳輸所述輔助放大器主信號分量的第四線性路徑；被提供有來自所述輔助放大器功率合成器/分配器的所述輔助放大器失真分量并用于放大和傳輸所述輔助放大器失真分量的輔助放大器失真注入路徑；和輔助放大器功率合成器，用于合成所述第四線性放大路徑和所述輔助放大器失真注入路徑的輸出并用于將合成后的輸出作為所述主放大器注入路徑的輸出提供給所述主放大器功率合成器的輔助放大器功率合成器。
8.根據權利要求7所述的前饋放大器，其特征是所述第一輔助放大器包括并聯連接的具有不同飽和輸出的多個放大器。
9.根據權利要求7所述的前饋放大器，其特征是所述第一輔助放大器包括用于放大所述輔助放大器路徑的信號的源極或發射極接地的輔助放大器半導體放大器件；用于改變將被提供給所述輔助放大器半導體放大器件的漏極或集電極的電壓的輔助放大器電壓轉換器；用于檢測將被提供給所述第一輔助放大器的信號的包絡分量的輔助放大器檢波器；和用于根據所述輔助放大器檢波器的輸出信號控制所述輔助放大器電壓轉換器以改變將被提供給所述輔助放大器半導體放大器件的漏極或集電極的電壓從而改變所述輔助放大器半導體放大器件的放大特性的輔助放大器控制電路。
10.根據權利要求7所述的前饋放大器，其特征是所述第一輔助放大器包括用于放大所述輔助放大器路徑的信號的源極或發射極接地的輔助放大器半導體放大器件；用于改變將被提供給所述輔助放大器半導體放大器件的柵極或基極的電壓的輔助放大器電壓轉換器；用于檢波將被饋送給所述第一輔助放大器的信號包絡分量的輔助放大器檢波器；和用于根據所述輔助放大器檢波器的輸出信號控制所述輔助放大器電壓轉換器以改變將被提供給所述輔助放大器半導體放大器件的柵極或基極的電壓從而改變所述輔助放大器半導體放大器件的放大特性的輔助放大器控制電路。
11.根據權利要求10所述的前饋放大器，其特征是所述輔助放大器包括用于放大所述輔助放大器路徑的信號的另一個源極或發射極接地的半導體放大器件；用于改變將被施加給所述另一個輔助放大器半導體放大器件的柵極或基極電壓的另一個輔助放大器電壓轉換器；和其中所述輔助放大器控制電路根據所述輔助放大器檢波器的輸出信號控制所述輔助放大器電壓轉換器和所述另一個輔助放大器電壓轉換器改變將被施加給所述輔助放大器半導體放大器件和所述另一個輔助放大器半導體放大器件的柵極或基極電壓，借此改變所述放大特性。
12.根據權利要求1所述的前饋放大器，其特征是還包括在所述主放大器路徑中插入的第一電可變衰減器裝置和第一電可變移相器裝置；在所述輔助放大器路徑中插入的第二電可變衰減器裝置和第二電可變移相器裝置；在所述輔助放大器失真注入路徑中插入的第三電可變衰減器裝置和第三電可變移相器裝置；在所述第三線性路徑中插入的第四電可變衰減器裝置和第四電可變移相器裝置；插入到所述主放大器失真檢測器輸入路徑中用于向其提供第一導頻信號的裝置；插入在所述輔助放大器失真檢測器的輸入路徑中用于檢測所述第一導頻信號的第一導頻信號檢測裝置；插入在所述主放大器路徑中并用于向其注入第二導頻信號的裝置；插入在來自所述主放大器失真消除器的輸出路徑中用于檢測所述第二導頻信號的裝置；插入在所述輔助放大器路徑中用于向其注入第三導頻信號的裝置；插入在來自所述輔助放大器失真消除器輸出路徑中用于檢測所述第三導頻信號的第三導頻信號檢測裝置；插入在所述輔助放大器失真注入路徑中用于檢測所述第二導頻信號的第二導頻信號檢測裝置；和控制裝置，用于控制所述第一電可變衰減器和所述第一電可變移相器以使由所述第一導頻信號檢測裝置檢測的所述第一導頻信號的電平最小、用于控制所述第四電可變衰減器和第四電可變移相器以使由所述第二第二導頻信號檢測裝置檢測的所述第二導頻信號的電平最小、用于控制所述第三電可變衰減器和所述第三電可變移相器以使由所述第三導頻信號檢測裝置檢測的所述第三導頻信號的電平最小、用于控制所述第二電可變衰減器和所述第二電可變移相器以使由所述第一第二導頻信號檢測裝置檢測的所述第二導頻信號的電平最小和用于控制分別與所述第四電可變衰減器和第四電可變移相器相關的所述第二電可變衰減器和所述第二電可變移相器的控制量。
13.根據權利要求1所述的前饋放大器，其特征是還包括在所述主放大器路徑中的第一電可變衰減器裝置和第一電可變移相器裝置；在所述輔助放大器路徑中的第二電可變衰減器裝置和第二電可變移相器裝置；在所述輔助放大器失真注入路徑中的第三可變衰減器裝置和第三可變移相器裝置；插入在所述第三線性路徑中的第四電可變衰減器裝置和第四電可變移相器裝置；插入在到所述主放大器失真檢測器的輸入路徑中并用于向其提供第一導頻信號的裝置；插入在到所述輔助放大器失真檢測器的輸入路徑中并用于檢測所述第一導頻信號的第一導頻信號檢測裝置；插入在所述主放大器路徑中并用于向其注入第二導頻信號的裝置；插入在所述主放大器失真消除器的輸出路徑中并用于檢測所述第二導頻信號的第二導頻信號檢測裝置；插入在所述輔助放大器路徑的用于向其注入第三導頻信號的裝置；插入在所述輔助放大器失真消除器的輸出路徑中并用于檢測所述第三導頻信號的第三導頻信號檢測裝置；插入在到所述輔助放大器失真檢測器的輸入路徑中并用于向其提供第四導頻信號的裝置；插入在所述輔助放大器檢測注入路徑中并用于檢測所述第四導頻信號的第四導頻信號檢測裝置；和控制裝置，用于控制所述第一電可變衰減器裝置和所述第一電可變移相器裝置以使由所述第一導頻信號檢測裝置檢測的所述第一導頻信號的電平最小、用于控制所述第四電可變衰減器裝置和所述第四電可變移相器裝置以使由所述第四導頻信號檢測裝置檢測的所述第二導頻信號的電平最小、用于控制所述第三電可變衰減器裝置和所述第三電可變移相器裝置以使由所述第三導頻信號檢測裝置檢測的第三導頻信號的電平最小、用于控制所述第二電可變衰減器裝置和所述第二電可變移相器裝置以使由所述第二導頻信號檢測裝置檢測的所述第二導頻信號電平最小和用于控制分別與所述第四電可變衰減器裝置和所述第四電可變移相器裝置相關的所述第二電可變衰減器裝置和第二移相器裝置的控制量。
14.根據權利要求1所述的前饋放大器，其特征是還包括插入在所述主放大器路徑中的第一電可變衰減器裝置和第一電可變移相器裝置；插入在所述輔助放大器失真檢測器的輸入路徑中的第二電可變衰減器裝置和第二電可變移相器裝置；插入在所述輔助放大器失真注入路徑中的第三電可變衰減器裝置和第三電可變移相器裝置；插入在所述第三線性路徑中的第四電可變衰減器裝置和第四移相器裝置；插入在所述主放大器失真檢測器中并用于向其提供第一導頻信號的裝置；插入在到所述輔助放大器失真檢測器的輸入路徑中并用于檢測所述第一導頻信號的第一導頻信號檢測裝置；插入在所述主放大器路徑中并用于向其注入第二導頻信號的裝置；插入在所述主放大器失真消除器的輸出路徑中并用于檢測所述第二導頻信號的第一第二導頻信號檢測裝置；插入在所述輔助放大器放大路徑中并用于向其注入第三導頻信號的裝置；插入在所述輔助放大器失真消除器的輸出路徑中并用于檢測所述第三導頻信號的第三導頻信號檢測裝置；插入在所述輔助放大器失真注入路徑中并用于檢測所述第二信號的第二第二導頻信號檢測裝置；和控制裝置，用于控制所述第一電可變衰減器裝置和所述第一電可變移相器裝置以使由所述第一導頻信號檢測裝置檢測的所述第一導頻信號的電平最小、用于控制所述第四電可變衰減器裝置和第四電可變移相器裝置以使由所述第二第二導頻信號檢測裝置檢測的所述第二導頻信號的電平最小、用于控制所述第三電可變衰減器裝置和第三電可變移相器裝置以使由所述第三導頻信號檢測裝置檢測的所述第三導頻信號的電平最小和用于控制所述第二電可變衰減器裝置和第二電可變移相器裝置以使由所述第一第二導頻信號檢測裝置檢測的所述第二導頻信號的電平最小。
15.根據權利要求1所述的前饋放大器，其特征是還包括插入在所述主放大器路徑中的第一電可變衰減器裝置和第一電可變移相器裝置；插入在所述輔助放大器失真檢測器輸入路徑中的第二可變衰減器裝置和第二移相器裝置；插入在所述輔助放大器失真注入路徑中的第三電可變衰減器裝置和第三電可變移相器裝置；+插入在所述第三線性路徑中的第四電可變衰減器裝置和第四移相器裝置；插入在所述主放大器失真檢測器的輸入路徑中并用于向其提供第一導頻信號的裝置；插入在所述輔助放大器失真檢測器中并用于檢測所述第一導頻信號的第一導頻信號檢測裝置；插入在所述主放大器路徑中并用于向其提供第二導頻信號的裝置；插入在所述主放大器失真消除器的輸入路徑中并用于檢測所述第二導頻信號的第二導頻信號檢測裝置；插入在所述輔助放大器路徑中并用于向其注入第三導頻信號的裝置；插入在所述輔助放大器失真消除器的輸出路徑中并用于檢測所述第三導頻信號的第三導頻信號檢測裝置；插入在到所述輔助放大器失真檢測器中并用于向其提供第四導頻信號的裝置；插入在所述輔助放大器失真注入路徑中并用于檢測所述第四導頻信號的第四導頻信號檢測裝置；和控制裝置，用于控制所述第一電可變衰減器裝置和所述第一電可變移相器裝置以使由所述第一導頻信號檢測裝置檢測的所述第一導頻信號的電平最小、用于控制所述第四電可變衰減器和所述第四電可變移相器裝置以使由所述第四導頻信號檢測裝置檢測的第四導頻信號的電平最小、用于控制所述第三電可變衰減器裝置和所述第三電可變移相器裝置以使由所述第三導頻信號檢測裝置檢測的第三導頻信號的電平最小和用于控制所述第二電可變衰減器和所述第二電可變移相器裝置以使由所述第二導頻信號檢測裝置檢測的所述第二導頻信號的電平最小。
16.根據權利要求2或3所述的前饋放大器，其特征是所述主放大器路徑包含串聯連接的第一可變衰減器和第一可變移相器，所述主放大器失真注入路徑包含串聯連接的第二可變衰減器和第二可變移相器。
17.根據權利要求16所述的前饋放大器裝置，其特征是還包括用于向所述主放大器失真檢測器的輸入路徑提供第一導頻信號的裝置；用于向所述主放大器注入第二導頻信號的裝置；用于檢測來自所述主放大器失真注入路徑的所述第一導頻信號的第一導頻信號檢測裝置；用于檢測來自所述主放大器失真消除器的輸出的所述第二導頻信號的第二導頻信號檢測裝置；和控制裝置，用于控制所述第一可變衰減器和所述第一可變移相器以使由所述第一導頻信號檢測裝置檢測的所述第一導頻信號的電平最小和用于控制所述第二可變衰減器和所述第二可變移相器以使由所述第二導頻信號檢測裝置檢測的所述第二導頻信號的電平最小。
全文摘要
在其中檢測的主放大器(23)失真分量被放大的失真注入路徑(15)中,利用輔助失真檢測器(42)檢測由輔助放大器(29a)引起的失真。所述輔助失真檢測器(42)包括可變衰減器(27a)、可變移相器(28a)、第一輔助放大器(29a)、延遲線(36)和反相器(37)。利用輔助失真消除器(43)消除所檢測到的失真,所述輔助失真消除器(43)包括可變衰減器(27b)、可變移相器(28a)、第二輔助放大器(29b)和延遲線(39),借此,增產加所述放大器的效率。
文檔編號H03F1/32GK1273455SQ00118298
公開日2000年11月15日 申請日期2000年3月31日 優先權日1999年3月31日
發明者鈴木恭宜, 野島俊雄 申請人:Ntt移動通信網株式會社