一種并聯諧振型零電壓開關推挽正激變換器的制造方法
【專利摘要】本發明公開了一種并聯諧振型零電壓開關推挽正激變換器，所述變換器的主電路包括原邊電路和副邊電路；所述原邊電路中設置有諧振電感和并聯諧振電容，通過諧振電感與并聯諧振電容的諧振，實現原邊電路中主功率管的零電壓開關。該變換器可消除主功率管的電壓尖峰，改善EMC效果，提高升壓能力及轉換效率。本發明的電路結構簡單，控制方便，工作可靠。
【專利說明】
-種并聯諧振型零電壓開關推挽正激變換器
技術領域
[0001] 本發明設及DC-DC變換器，具體設及一種并聯諧振型零電壓開關推挽正激變換器。
【背景技術】
[0002] DC-DC變換器是目前應用最為廣泛的電力電子功率變換電路，無論是空間電源系 統還是便攜式電子設備，在各種電氣領域都得到廣泛應用。由于不同領域對電源系統的升 降壓能力、功率等級有著不同的需求，并且隨著電力電子技術的發展，人們對電源的功率等 級、功率密度、轉換效率、可靠性、電磁兼容性能等提出了更高要求。
[0003] 現有的DC-DC變換器拓撲有很多，推挽正激電路W其輸入濾波器體積小、功率管關 斷電壓尖峰低的優點被廣泛應用于低壓大電流場合。如圖1所示，推挽正激變換器拓撲，利 用巧位電容C給變壓器漏感提供能量釋放回路，降低功率管的關斷電壓尖峰，抑制變壓器偏 磁。運種拓撲具有結構簡單，控制方便等優點。但在實際應用中，傳統推挽正激工作在硬開 關模式下，功率管的關斷電壓尖峰仍然沒有消除，電磁干擾現象嚴重，開關損耗較大，限制 了 DC/DC變換器的高頻化。

【發明內容】

[0004] 有鑒于此，本發明的主要目的是提出一種并聯諧振型零電壓開關(ZVS)推挽正激 變換器，W克服傳統推挽正激變換器存在的缺點，實現功率管零電壓開關，消除功率管的關 斷電壓尖峰，降低系統的電磁干擾，提高變換器轉換效率W及升壓能力。
[0005] 為達到上述目的，本發明所采用的技術方案為：
[0006] -種并聯諧振型零電壓開關推挽正激變換器，所述變換器的主電路包括原邊電路 和副邊電路;其中，所述原邊電路中設置有諧振電感和并聯諧振電容，通過諧振電感與并聯 諧振電容的諧振，實現原邊電路中主功率管的零電壓開關。
[0007] 優選地，所述原邊電路包括:第一主功率管化、第二主功率管化、巧位電容C、第一諧 振電感Lleakl、第二諧振電感Lleak2、第一線圈Tpl、第二線圈Τρ2、第一并聯諧振電容Cl1、W及第 二并聯諧振電容其中，
[000引所述第一線圈Tpl的同名端分別連接所述巧位電容C的第一端、第一并聯諧振電容 ClI的第一端和第一主功率管化的源極，所述第一線圈Tpl的異名端連接所述第一諧振電感 Lleakl的第一端；
[0009]所述第二線圈Τρ2的同名端分別連接所述巧位電容C的第二端、第二并聯諧振電容 Cl2的第一端和第二主功率管化的漏極，所述第二線圈Τρ2的異名端連接所述第二諧振電感 Lleak2的第一端；
[0010]所述第一諧振電感Lleakl的第二端分別連接電源Uin的負極、第二主功率管Q2的源極 和第一并聯諧振電容Cu的第二端；
[0011]所述第二諧振電感Lleak2的第二端分別連接電源化η的正極、第一主功率管化的漏極 和第二并聯諧振電容的第二端。
[0012] 優選地，所述第一主功率管化包括第一反并聯體二極管Dvi和/或第一寄生電容Cvi; 和/或，所述第二主功率管化包括第二反并聯體二極管Dv2和/或第二寄生電容Cv2。
[0013] 優選地，所述第一諧振電感Lleakl為變壓器漏感或外接的獨立電感;和/或，所述第 二諧振電感Lleak2為變壓器漏感或外接的獨立電感。
[0014] 優選地，所述原邊電路還包括輸入濾波電容Cin，所述輸入濾波電容Cin的正極與電 源Uin的正極相連，所述輸入濾波電容Cin的負極與電源Uin的負極相連。
[001引優選地，所述畐腳電路包括:第立線圈Τρ3、第一整流二極管Dl、第二整流二極管02、 第Ξ整流二極管化、第四整流二極管04、輸出濾波電感Lf、輸出濾波電容Cf、W及負載R，其 中，
[0016] 所述第Ξ線圈Τρ3的同名端分別連接第一整流二極管化的陽極和第二整流二極管 化的陰極，所述第Ξ線圈Τρ3的異名端分別連接第Ξ整流二極管化的陽極和第四整流二極管 〇4的陰極；
[0017] 所述輸出濾波電感Lf的第一端分別連接第一、第Ξ整流二極管化、〇3的陰極，所述 輸出濾波電感Lf的第二端分別連接輸出濾波電容Cf的正極和負載R的第一端；
[0018] 輸出濾波電容Cf的負極分別連接第二、第四整流二極管化、〇4的陽極和負載R的第 -*玉山 --乂而。
[0019]優選地，所述第一線圈Tpi、所述第二線圈Τρ沸所述第Ξ線圈Τρ3的變比化：l:n。 [0020]優選地，所述第一主功率管化和所述第二主功率管化為溝槽功率金屬氧化物半導 體場效應晶體管、電力場效應晶體管、絕緣柵雙極型晶體管、垂直雙擴散金屬氧化物半導體 場效應晶體管、或超結晶體管。
[0021 ]優選地，所述變換器的控制方式為PWM控制。
[0022] 優選地，其工作模態包括依次的第一模態至第十模態，其中第一模態至第五模態 是所述變換器工作于前半個開關周期的工作模態，第六模態至第十模態是所述變換器工作 于后半個開關周期的工作模態。
[0023] 本發明的變換器利用諧振電感與并聯諧振電容諧振，可實現主功率管的零電壓開 關(ZVS)，消除功率管的電壓尖峰，改善了 EMC效果，提高了升壓能力及轉換效率。本發明的 電路結構簡單，控制方便，工作可靠。本發明的變換器可在傳統推挽正激變換器的基礎上， 降低功率器件的電壓電流應力，提高電能轉換效率W及變換器的升壓能力。
【附圖說明】
[0024] 通過W下附圖對本發明示意性實施例進行描述，本發明的上述W及其它目的、特 征和優點將更為清楚，但運并不代表將本發明僅僅限定為示意性實施例和附圖，在附圖中：
[0025] 圖1示出了現有技術的推挽正激變換器拓撲；
[0026] 圖2示出了本發明提供的并聯諧振型零電壓開關推挽正激變換器拓撲；
[0027] 圖3示出了本發明提供的并聯諧振型零電壓開關推挽正激變換器各開關模態主要 波形圖；
[0028] 圖4a-4e分別示出了本發明提供的并聯諧振型零電壓開關推挽正激變換器的第一 模態至第五模態的等效電路圖；
[0029] 圖5a、5b分別示出了傳統推挽正激變換器與本發明提供的并聯諧振型零電壓開關 推挽正激變換器的功率管化兩端的電壓波形及流過功率管化的電流仿真波形圖；
[0030] 圖6a、6b分別示出了傳統推挽正激變換器與本發明提供的并聯諧振型零電壓開關 推挽正激變換器的巧位電容電壓電流仿真波形圖；
[0031] 圖7a、7b分別示了出傳統推挽正激變換器與本發明提供的并聯諧振型零電壓開關 推挽正激變換器的輸入電流波形圖；
[0032] 圖8a、8b分別示了出傳統推挽正激變換器與本發明提供的并聯諧振型零電壓開關 推挽正激變換器的整流二極管電壓電流仿真波形圖；
[0033] 圖9a、9b分別示出了傳統推挽正激變換器與本發明提供的并聯諧振型零電壓開關 推挽正激變換器的功率管化兩端的電壓波W及整流二極管電壓實驗波形圖；
[0034] 圖10a、10b分別示出了傳統推挽正激變換器與本發明提供的并聯諧振型零電壓開 關推挽正激變換器的功率管化開通過程其兩端電壓Udsl實驗波形圖；
[0035] 圖lla、Ub分別示出了傳統推挽正激變換器與本發明提供的并聯諧振型零電壓開 關推挽正激變換器的功率管化關斷過程其兩端電壓Udsl實驗波形圖；
[0036] 圖12示出了傳統推挽正激變換器與本發明提供的并聯諧振型零電壓開關推挽正 激變換器的轉換效率對比曲線。
【具體實施方式】
[0037] W下基于實施例對本發明進行描述，但是本發明并不僅僅限于運些實施例。在下 文對本發明的細節描述中，詳盡描述了一些特定的細節部分。對本領域技術人員來說沒有 運些細節部分的描述也可W完全理解本發明。為了避免混淆本發明的實質，公知的方法、過 程、流程、元件和電路并沒有詳細敘述。此外，本領域普通技術人員應當理解，在此提供的附 圖都是為了說明的目的，并且附圖不一定是按比例繪制的。同時，應當理解，在W下的描述 中，"電路"是指由至少一個元件或子電路通過電氣連接或電磁連接構成的導電回路。當稱 元件或電路"連接到"另一元件或稱元件/電路"連接在"兩個節點之間時，它可W是直接禪 接或連接到另一元件或者可W存在中間元件，元件之間的連接可W是物理上的、邏輯上的、 或者其結合。相反，當稱元件"直接禪接到"或"直接連接到"另一元件時，意味著兩者不存在 中間元件。除非上下文明確要求，否則整個說明書和權利要求書中的"包括"、"包含"等類似 詞語應當解釋為包含的含義而不是排他或窮舉的含義;也就是說，是"包括但不限于"的含 義。此外，在本發明的描述中，除非另有說明，"多個"的含義是兩個或兩個W上。
[0038] 針對現有技術存在的問題，本發明提出了一種并聯諧振型零電壓開關(ZVS)推挽 正激變換器的電路拓撲，如圖2所示。所述拓撲包括原邊電路和副邊電路;其中，所述原邊電 路中設置有諧振電感和并聯諧振電容，通過諧振電感與并聯諧振電容的諧振，實現原邊電 路中主功率管的零電壓開關。
[0039] 優選地，所述原邊電路包括:第一主功率管化、第二主功率管化、巧位電容C、第一諧 振電感Lleakl、第二諧振電感Lleak2、第一線圈Tpl、第二線圈Τρ2、第一并聯諧振電容Cl1、W及第 二并聯諧振電容CL2。也即，前述主功率管包括第一主功率管化和第二主功率管化，前述諧振 電感包括第一諧振電感Lleakl和第二諧振電感Lleak2,前述并聯諧振電容包括第一并聯諧振 電容Cli和第二并聯諧振電容Cl2。
[0040] 如圖2所示，運些元器件的具體連接關系為：
[0041] 所述第一線圈Tpi的同名端分別連接所述巧位電容c的第一端、第一并聯諧振電容 Cli的第一端和第一主功率管化的源極，所述第一線圈Tpi的異名端連接所述第一諧振電感 Lleakl的第一端；
[0042] 所述第二線圈Τρ2的同名端分別連接所述巧位電容C的第二端、第二并聯諧振電容 CL2的第一端和第二主功率管化的漏極，所述第二線圈Τρ2的異名端連接所述第二諧振電感 Lleak2的第一端；
[0043] 所述第一諧振電感Lleakl的第二端分別連接電源化η的負極、第二主功率管化的源極 和第一并聯諧振電容Cli的第二端；
[0044] 所述第二諧振電感Lleak2的第二端分別連接電源Uin的正極、第一主功率管化的漏極 和第二并聯諧振電容CL2的第二端。
[0045] 其中，第一線圈Tpi和第二線圈Τρ2為變壓器的原邊線圈，二者優選采用相等的應 數。
[0046] 優選地，前述主功率管（即，第一和第二主功率管化和化)為功率開關管，所述功率 開關管可W是溝槽功率金屬氧化物半導體場效應晶體管（Trench Power Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor，trench-M0S)、絕緣柵雙極型晶體管 (Insulated Gate Bipolar Transistor, IGBT)、垂直雙擴散金屬氧化物半導體場效應晶體 管（Vertical Double Diffused M0SFET,VD M0S)、超結晶體管（S 叩 er Junction 化ansistor)、電力場效應晶體管(MOSFET)或任意其他適當的功率開關器件。
[0047] 優選地，所述第一主功率管化包括第一反并聯體二極管Dvi和/或第一寄生電容Cvi; 和/或，所述第二主功率管化包括第二反并聯體二極管Dv2和/或第二寄生電容Cv2。
[0048] 優選地，所述第一諧振電感Lleakl為變壓器漏感或外接的獨立電感;和/或，所述第 二諧振電感Lleak2為變壓器漏感或外接的獨立電感。
[0049] 優選地，所述原邊電路還包括輸入濾波電容Cin，其與電源化η并聯，即，所述輸入濾 波電容Cin的正極與電源Uin的正極相連，所述輸入濾波電容Cin的負極與電源Uin的負極相連。
[0050] 優選地，所述副邊電路可W包括:第Ξ線圈Τρ3、第一整流二極管化、第二整流二極 管化、第Ξ整流二極管化、第四整流二極管〇4、輸出濾波電感Lf、輸出濾波電容Cf、W及負載R， 其中，第Ξ線圈Τρ3為變壓器的副邊線圈。
[0051] 其中，所述第Ξ線圈Τρ3的同名端分別連接第一整流二極管化的陽極和第二整流二 極管化的陰極，所述第Ξ線圈Τρ3的異名端分別連接第Ξ整流二極管化的陽極和第四整流二 極管〇4的陰極；
[0052] 所述輸出濾波電感Lf的第一端分別連接第一、第Ξ整流二極管化、〇3的陰極，所述 輸出濾波電感Lf的第二端分別連接輸出濾波電容Cf的正極和負載R的第一端；
[0053] 輸出濾波電容Cf的負極分別連接第二、第四整流二極管化、〇4的陽極和負載R的第 -*玉山 --乂而。
[0054] 替代地，副邊電路也可W采用本領域的技術人員所熟知的其它結構。
[0055] 優選地，所述第一線圈Tpl、所述第二線圈Τρ2和所述第Ξ線圈Τρ3的變比（即變壓器 的變比）為1:1:η。
[0056] 優選地，所述變換器的控制方式為PWM控制。
[0057] 對于圖2所示的優選實施方式的變換器而言，其工作模態包括依次的第一模態至 第十模態，其中第一模態至第五模態是所述變換器工作于前半個開關周期的工作模態，第 六模態至第十模態是所述變換器工作于后半個開關周期的工作模態。其各開關模態的主要 波形圖如圖3所示。
[005引下面結合附圖4a-4e描述本發明的并聯諧振型ZVS推挽正激變換器的工作原理。
[0059] 在tl時刻前，第二主功率管化、第二整流二極管化、第四整流二極管D4導通，電源化η 和巧位電容C分別通過回路:Uin-Lleak2一Τρ2一化一Uin和回路C-化一Lleakl-Tpl-C同時給副 邊傳遞能量，t擁刻i地到最小值，i趣到最大值。在第一模態中，即[tl~t2]時間段內，其等 效電路如圖圖4a所示。在ti時刻化關斷，此時，整流二極管化、〇4仍導通，變壓器漏感和濾波 電感Lf折射到原邊的等效電感與電容Cv2、Cl2 W及Cvl、ClI諧振，使得i2給C、Cv2充電，給Cl2放 電，Cv2兩端電壓Ucv2即Uds2從零開始上升，而Cl2兩端電壓UcL2從化η開始下降；同時il給ClI和Cvl 放電，使得Ucvl即Udsl從2Uin開始下降，Cu兩端電壓UcLl從Uin開始下降。當Cv2和Cl2足夠大時， 放電速度緩慢，化管可實現零電壓關斷。在此過程中，i2開始緩慢減小，il反向減小，相應地， iD池隨之減小，此階段化和〇4仍截止，直至il反向減小到零，該模態結束，此階段有下列式成 立：
[0060]
[0061 ] 式中
，Ιρ是原邊勵磁電流，Lleak是原邊漏感。
[0062] 在該模態結束時，即在t2時刻，有式(2)成立：
[0063]
(1)：
[0064] 根據式(1)、（2)可解得該模態的持續時間如式(3)所示：
[0065]
貸）
[0066] 在第二模態中，即[t2~t3]時間段內，如圖3、圖4b所示。在t2時刻ii已經反向減小 到零，開始正向增大;而i2繼續減小，給Cv2、Cl2、Cli充電，il、i2均大于零，Dl~〇4均導通，相應 地，iDl隨之增大，iD2隨之減小，變壓器副邊處于續流狀態。此時，變壓器漏感與結間電容和 并聯諧振電容諧振，在t3時刻前，Cv2兩端電壓Ucv2即Uds2上升到2Uin，Ucvl即Udsl下降到0,化管 的反并聯二極管Dvl自然導通。有公式(4)成立。
[0070] 該模態結束時，Udsi已降為零，從而實現化零電壓開通，有公式(6)成立：
[0071]
(4)
[00巧在第立模態中，即[t3~t4]時間段內，如圖3、圖4c所示。在t3時刻Dvl已經導通，電容 電壓化加在變壓器繞組Τρ2的漏感上，Uin并聯在繞組Tpl漏感兩端，i2急速下降，il急速上升， 但i2仍然大于il，所W直至化開通，該模態才結束。
[007；3]在第四模態中，即在[t4~t5]時間段內，如圖3、圖4d所示，t4時刻驅動化管開通，此 時Udsl已下降到零，故化實現零電壓開通。工作過程跟上一模態相似，運里不再寶述，此時有 公式(7)成立：
[0074]
巧）
[0075] t4~t日期間，iDl由
h升到iLfmin，所W此模態持續的時間有公式(8)成立(式 中η為變壓器的變比）：
[0076]
㈱
[0077] 在第五模態中，即在[t5~t6]時間段內，如圖3、圖4e所示。上一模態i2已經下降到 零，電容電壓Uc加在變壓器繞組Τρ2上，Uin加在繞組Τρ止，故i2反向增大，i證向迅速增加，整 流二極管化、〇3截止，電流iDl等于負載電流iLf。此時該變換器的工作模態與傳統推挽正激變 換器的工作模態相同，相當于兩單端正激電路并聯運行。此時有公式(9)成立：
[007引
識
[0079] t6時刻關斷化管，變換器開始另一半周期工作，具體為：
[0080] 在第六模態中，功率管化、化均關斷，二極管化、〇4導通；
[0081 ] 在第屯模態中，功率管化、化均關斷，二極管化-〇4均導通；
[0082] 在第八模態中，功率管化、Q2均關斷，功率管化的體二極管Dv2導通，二極管化-D4均 導通；
[0083] 在第九模態中，功率管化導通，化關斷，二極管化-D4均導通；
[0084] 在第十模態中，功率管化導通，化關斷，二極管化、D3導通。
[0085] 該第六模態-第十模態的工作過程與上半周期(第一模態-第五模態)類似，在此不 再一一寶述。
[0086] 根據對本發明的并聯諧振型ZVS推挽正激變換器工作模態進行分析，當電路工作 在第一模態階段，變壓器漏感Lleak和輸出濾波電感Lf折合到原邊的等效電感與并聯電容和 結間電容諧振，輸出濾波電感Lf儲存的能量足夠大，使得Cv2放電電壓降到零，容易實現零電 壓關斷。但當電路工作在第二模態階段，僅變壓器漏感Lleak與并聯電容和結間電容諧振，由 于變壓器漏感遠小于輸出濾波電感Lf，導致實現化管零電壓開通要比實現零電壓關斷困難， 所W只需滿足實現化、Q2管零電壓開通條件，就能實現功率管化、Q2的ZVS。實現功率管化、Q2 的ZVS的條件如下：
[0087] W功率管化為例，若使功率管化零電壓開通，則需保證在功率管化開通前Udsi = 0， 根據第Ξ模態可得式（10):
[00 則
*^10)
[0089] 式（10 )中t23表示電容Cvl的電壓從化η放電至0的時間，因此可得到死區時間td需滿 足式(11):
[0090]
…）
[0091] 式中td的最小值為tdmin=10%Ts，其中Ts為開關周期。
[0092] 此外還需滿足漏感Lleak沖儲存的能量要足夠大，給ClI電壓從0充電至電壓為Uin， 給紅2從0充點至-化。，給氏2從化。充電至2化。，所^化管實現2￥5的能量條件如式（12)、（13)所 示：
[00M]忽略紋波電流，可將式(13)進一步表示如下式所示關系：
[0096]
[0097] 由式（14)可知，負載越大W及變壓器漏感Lleak越大，越容易實現寬負載范圍的 ZVS。
[0098] 下面描述對本發明的ZVS推挽正激變換器進行仿真的結果，其中，仿真的具體參數 如下:在圖帥，可W設置輸入電壓Uin=12V，巧位電容C=40yF，輸出濾波電容Cf = 470yF，輸 出濾波電感Lf = 20化H，并聯諧振電容Cl = 0.5化F，諧振電感即變壓器漏感Lieak = 0.化H，負 載R= 15 Ω，開關頻率fS = 50曲Z，變壓器變比n = 2: 2: 23，本發明的ZVS推挽正激變換器的控 制方式采用PWM控制。
[0099] 圖5a、加分別示出傳統推挽正激電路與本發明提供的并聯諧振型ZVS推挽正激變 換器的功率管化兩端的電壓波形及流過功率管化的電流仿真波形圖。
[0100] 傳統推挽正激電路的的仿真結果示出在化開通瞬間，Uds止升到Uin，無法實現軟開 關，此外由于化管兩端電壓Uds從零突變到2Uin = 24V，使得流過化的電流ids姐化開通的瞬間 出現較大的尖峰，對開關管的損害較大。本發明的推挽正激電路在化開通前，開關管兩端的 電壓Udsl已經降到零，可實現零電壓開通。當化管關斷時，由于并聯諧振電容和結間電容的 存在，Udsl從零開始緩慢上升，可實現零電壓關斷，相應地，流過功率管的電流沒有尖峰。
[0101] 圖6a、6b分別示出傳統推挽正激變換器與本發明的變換器的巧位電容電壓電流仿 真波形圖。
[0102] 傳統推挽正激變換器的仿真結果示出巧位電容的兩端電壓化的波動為0.5V，電流 ic脈動為30A。而本發明的ZVS推挽正激變換器的仿真結果示出本發明的推挽正激變換器的 巧位電容兩端電壓的化脈動為0.6V，電流i。脈動為20A。可見本發明的變換器的巧位電容電 壓脈動與傳統推挽正激電路相近，僅高出0.1 V，而電流脈動比傳統推挽正激電路低10A左 右，大幅度降低巧位電容的電流脈動，有利于提高巧位電容壽命。同時巧位電容C釋放的能 量有所減少，有利于提局效率。
[0103] 圖7a、7b分別示出傳統推挽正激變換器與本發明的變換器的輸入電流波形圖。
[0104] 傳統推挽正激變換器的仿真結果示出輸入電流脈動為35A左右，而本發明的變換 器的輸入電流脈動為25A左右，且本發明的變換器的輸入電流變化時間短，在傳統推挽正激 變換器的基礎上減小了輸入電流脈動的安秒積分，可降低輸入濾波器體積。
[0105] 圖8a、8b分別示出傳統推挽正激變換器與本發明的變換器的整流二極管電壓電流 仿真波形圖。
[0106] 傳統推挽正激變換器的仿真結果示出整流二極管輸出電壓UAB的死區時間比本發 明的變換器的整流二極管輸出電壓的死區時間長，可見本發明的變換器的有效占空比得到 提高，升壓能力也隨之提高。
[0107] 下面描述對本發明的ZVS推挽正激變換器進行實驗的結果，其中，實驗的具體參數 如下:在圖帥，輸入電壓Uin=12V，巧位電容C=40yF，輸出濾波電容Cf = 470yF，輸出濾波電 感Lf = 20化Η，并聯諧振電容Cl = 0.5化F，諧振電感即變壓器漏感Lieak = 0.4μΗ，負載R= 15 Ω，開關頻率fs = 50曲z，變壓器變比n = 2: 2:23，該ZVS推挽正激變換器的控制方式采用PWM 控制。
[0108] 圖9a、9b分別示出傳統推挽正激變換器與本發明的變換器的開關管化兩端的電壓 波w及整流二極管電壓實驗波形圖。
[0109] 傳統推挽正激變換器的實驗結果示出開關管化兩端電壓的最大峰值達到46V，高 于2Uin-倍，尖峰很大，同時變壓器副邊兩端電壓UCD的尖峰也很大，最大值為320V，運對開 關管W及整流二極管的選型提高了要求，損耗也會隨之升高，此外較高的電壓尖峰容易損 壞開關元件。而本發明的ZVS推挽正激變換器的實驗結果示出開關管化兩端的電壓最大值 為30V，無關斷電壓尖峰。且本發明的ZVS推挽正激變換器的電磁干擾得到緩解，變換器的穩 定性得到提高。
[0110] 圖l〇a、10b分別示出傳統推挽正激變換器與本發明的變換器的開關管化開通過程 其兩端電壓Udsl實驗波形圖。
[0111] 傳統推挽正激變換器的實驗結果示出在開關管化開通過程中，開通瞬間Udsl降到 1/5處，無法實現零電壓開通。本發明的ZVS推挽正激變換器的開關管化開通過程中，在開通 前4(K)ns處，Udsl已經下降至零，可較好地實現零電壓開通。
[0112] 圖lla、Ub分別示出傳統推挽正激變換器與本發明的變換器的開關管化關斷過程 其兩端電壓Udsl實驗波形圖。
[0113] 傳統推挽正激變換器的實驗結果示出在開關管化關斷過程中，關斷瞬間Udsl已經 上升到處，無法實現零電壓關斷。本發明的ZVS推挽正激變換器的開關管化關斷過程中， 在關斷瞬間Udsl已經下降至零，可實現零電壓關斷。
[0114] 圖12示出傳統推挽正激變換器與本發明的ZVS推挽正激變換器的轉換效率對比曲 線。
[0115] 本發明的推挽正激變換器的效率比傳統推挽正激變換器高約兩個百分點，本發明 的推挽正激變換器在輸出功率470W時效率為95.4%，滿載500W時效率為94.8%，在400W~ 500W之間，該變換器效率都在93 % W上，可W實現寬范圍高效率輸出。
[0116] 本文所描述的實施例是具有與本申請的技術要素對應的要素的結構、系統或方法 的示例。該書面描述可W使得本領域技術人員能夠制造和使用具有同樣與本申請的技術要 求對應的替代要素的實施例。因此，本申請的技術的預期范圍包括不偏離本文描述的本申 請的技術的其它結構、系統或方法，并且還包括與本文描述的本申請的技術無實質區別的 其它結構、系統或方法。
【主權項】
1. 一種并聯諧振型零電壓開關推挽正激變換器，所述變換器的主電路包括原邊電路和 副邊電路，其特征在于，所述原邊電路中設置有諧振電感和并聯諧振電容，通過諧振電感與 并聯諧振電容的諧振，實現原邊電路中主功率管的零電壓開關。2. 根據權利要求1所述的變換器，其特征在于， 所述原邊電路包括:第一主功率管Qi、第二主功率管Q2、箝位電容C、第一諧振電感Lieakl、 第二諧振電感Lleak2、第一線圈TP1、第二線圈Tp2、第一并聯諧振電容Cu、以及第二并聯諧振電 容α 2;其中， 所述第一線圈TP1的同名端分別連接所述箝位電容C的第一端、第一并聯諧振電容Cu的 第一端和第一主功率管&的源極，所述第一線圈TP1的異名端連接所述第一諧振電感Lle3ak^ Λ-Λ- 上山 弟-棲； 所述第二線圈τρ2的同名端分別連接所述箝位電容C的第二端、第二并聯諧振電容(^的 第一端和第二主功率管Q2的漏極，所述第二線圈τρ2的異名端連接所述第二諧振電感Lleak2的 Λ-Λ- 上山 弟-棲； 所述第一諧振電感Lleakl的第二端分別連接電源Uin的負極、第二主功率管出的源極和第 一并聯諧振電gCu的第二端； 所述第二諧振電感Lleak2的第二端分別連接電源Uin的正極、第一主功率管&的漏極和第 二并聯諧振電容CL2的第二端。3. 根據權利要求2所述的變換器，其特征在于，所述第一主功率管Qi包括第一反并聯體 二極管DvdP/或第一寄生電容匕1;和/或，所述第二主功率管Q 2包括第二反并聯體二極管Dv2 和/或第二寄生電容Cv2。4. 根據權利要求2或3所述的變換器，其特征在于，所述第一諧振電感Lleakl為變壓器漏 感或外接的獨立電感;和/或，所述第二諧振電感L leak2為變壓器漏感或外接的獨立電感。5. 根據權利要求2-4之一所述的變換器，其特征在于，所述原邊電路還包括輸入濾波電 容Cin，所述輸入濾波電容Cin的正極與電源Uin的正極相連，所述輸入濾波電容Cin的負極與電 源U in的負極相連。6. 根據權利要求2-5之一所述的變換器，其特征在于，所述副邊電路包括:第三線圈!^、 第一整流二極管〇:、第二整流二極管D 2、第三整流二極管D3、第四整流二極管D4、輸出濾波電 感Lf、輸出濾波電容Cf、以及負載R，其中， 所述第三線圈Tp3的同名端分別連接第一整流二極管Di的陽極和第二整流二極管D2的陰 極，所述第三線圈Tp3的異名端分別連接第三整流二極管D3的陽極和第四整流二極管D4的陰 極； 所述輸出濾波電感Lf的第一端分別連接第一、第三整流二極管Di、D3的陰極，所述輸出 濾波電感Lf的第二端分別連接輸出濾波電容C f的正極和負載R的第一端； 輸出濾波電容Cf的負極分別連接第二、第四整流二極管D2、D4的陽極和負載R的第二端。7. 根據權利要求6所述的變換器，其特征在于，所述第一線圈TP1、所述第二線圈Tp2和所 述第三線圈Τ ρ3的變比為1:1 :η。8. 根據權利要求2-7之一所述的變換器，其特征在于， 所述第一主功率管&和所述第二主功率管Q2為溝槽功率金屬氧化物半導體場效應晶體 管、電力場效應晶體管、絕緣柵雙極型晶體管、垂直雙擴散金屬氧化物半導體場效應晶體 管、或超結晶體管。9. 根據權利要求1-8之一所述的變換器，其特征在于，所述變換器的控制方式為HVM控 制。10. 根據權利要求1-9之一所述的變換器，其特征在于，其工作模態包括依次的第一模 態至第十模態，其中第一模態至第五模態是所述變換器工作于前半個開關周期的工作模 態，第六模態至第十模態是所述變換器工作于后半個開關周期的工作模態。
【文檔編號】H02M3/337GK106059320SQ201610618716
【公開日】2016年10月26日
【申請日】2016年7月29日
【發明人】蔡春偉, 史春玉, 孫清潔, 郭玉興, 揚子
【申請人】哈爾濱工業大學（威海）