一種dc-dc變換器的制造方法

文檔序號：10660093閱讀：298來源：國知局

一種dc-dc變換器的制造方法
【專利摘要】本發明提供一種DC?DC變換器，包括驅動電源、第一變換器、第二變換器、第一輸入濾波電容、第二輸入濾波電容和均衡電容；均衡電容的一端連接第一輸入濾波電容與第二輸入濾波電容的公共端，另一端連接第一變換器與第二變換器的公共端。在本發明中增設均衡電容后，當兩輸入濾波電容特性不一致時，能自動調節兩變換器輸入端電壓，實現輸入電壓均衡目的；當兩輸入濾波電容特性一致，而兩個變換器特性不一致時，均衡電容能夠調整兩個變換器的輸入電流增量，從而糾正兩個變換器的特性差異。由于僅在現有的變換器電路的輸入電路上，增設了一個均衡電容，電路簡潔，便于批量生產，且成本低廉；對于電路其他元件無須調試即可實現均壓均流效果，可靠性高。
【專利說明】
一種DC-DC變換器
技術領域
[0001 ]本發明涉及電力電子技術領域，特別涉及一種DC-DC(直流-直流)變換器。
【背景技術】
[0002] 在輸入電壓高達1500V以上的DC-DC變換器中，為降低成本，方便功率M0S管的采購，一般采用兩個或多個輸入串聯輸出并聯的雙管反激或二極管去磁雙管正激變換器完成高壓到低壓的轉換。如圖1所示為現有技術中的輸入串聯輸出并聯雙管反激DC-DC變換器，包括驅動電源V IN，輸入濾波電容Cl、C2;與輸入濾波電容C1并聯的均壓電阻R1、與輸入濾波電容C2并聯的均壓電阻R2;兩個雙管反激變換器(圖中11和12所示，其中繞組標志"· "的位置相反表示雙管反激）；輸出濾波電容E1以及輸出電壓Vo;其中，每個雙管反激變換器均包括兩個開關管（Q1-Q2或Q3-Q4)、兩個二極管（D1-D2或D3-D4)，一個儲能電感(Npl-Nsl或 Np2-Ns2)、輸出二極管(D5或D6)。如圖2所示為現有技術中的輸入串聯輸出并聯雙管正激 DC-DC變換器，其結構與圖1中所示輸入串聯輸出并聯雙管反激變換器結構相似，不同之處為其中的兩個變換器21和22為雙管正激變換器(圖中繞組標志"· "的位置相同），且輸出部分還包括二極管D7和電感L。
[0003] 以上兩種電路中，當輸入濾波電容C1的端電壓VC1&輸入濾波電容C2的端電壓VC2 相等，且在VIN/2附近時，輸入的驅動電壓為1500V，則在輸入串聯輸出并聯雙管反激DC-DC變換器或輸入串聯輸出并聯雙管正激DC-DC變換器中，功率M0S管（Q1~Q4)耐壓要求僅為 800V。反之，當輸入濾波電容C1的端電壓V C1及輸入濾波電容C2的端電壓VC2嚴重偏離Vin/2 時，900V以上耐壓的功率M0S管也有可能出現過壓被擊穿現象。
[0004] 為此，現有技術嚴格要求輸入濾波電容C1及輸入濾波電容C2的容量相等，漏電流一致;兩個變換器輸入特性相同，如初級繞組與次級繞組之間漏感、功率M0S管Q1~Q4特性等盡可能相同或相近，這不僅增加了元件配對的難度，對變換器的制作工藝也提出了很高的要求，最終增加了變換器的成本，降低了變換器的可靠性。

【發明內容】

[0005] 有鑒于此，本發明提供一種DC-DC變換器，以解決現有技術中變換器中元件配對難度較高，變換器制作成本較高、可靠性低的問題。
[0006] 為實現上述目的，本發明提供如下技術方案：
[0007] 一種DC-DC變換器，包括：
[0008] 驅動電源、第一變換器、第二變換器、第一輸入濾波電容、第二輸入濾波電容和均衡電容；
[0009] 所述第一變換器的正輸入端與所述第一輸入濾波電容的正端相連，并連接至所述驅動電源的正極；
[0010]所述第一變換器的負輸入端與所述第二變換器的正輸入端相連；
[0011]所述第二變換器的負輸入端與所述第二輸入濾波電容的負端相連，并連接至所述驅動電源的負極；
[0012] 所述第一輸入濾波電容的負端與所述第二輸入濾波電容的正端相連；
[0013] 所述均衡電容的一端連接所述第一輸入濾波電容與所述第二輸入濾波電容的公共端，另一端連接所述第一變換器與所述第二變換器的公共端。
[0014] 優選地，所述均衡電容為一個電容。
[0015] 優選地，所述均衡電容包括多個以串并聯方式連接的電容。
[0016] 優選地，所述第一變換器為第一雙管反激變換器，所述第二變換器為第二雙管反激變換器。
[0017] 優選地，所述第一雙管反激變換器與所述第二雙管反激變換器具有相互獨立的儲能電感。
[0018] 優選地，所述第一雙管反激變換器的初級繞組、次級繞組與所述第二雙管反激變換器的初級繞組、次級繞組繞在同一磁芯骨架上，形成集成電感。
[0019] 優選地，所述第一變換器為第一雙管正激變換器，所述第二變換器為第二雙管正激變換器。
[0020] 優選地，所述第一雙管正激變換器與所述第二雙管正激變換器具有相互獨立的變壓器。
[0021] 優選地，所述第一雙管正激變換器的初級繞組、次級繞組與所述第二雙管正激變換器的初級繞組、次級繞組繞在同一磁芯骨架上，形成集成變壓器。
[0022] 優選地，所述第一變換器與所述第二變換器均為全橋變換器或半橋變換器 [0023]經由上述的技術方案可知，本發明提供的DC-DC變換器，包括驅動電源、第一變換器、第二變換器、第一輸入濾波電容、第二輸入濾波電容和均衡電容;所述均衡電容的一端連接所述第一輸入濾波電容與所述第二輸入濾波電容的公共端，另一端連接所述第一變換器與所述第二變換器的公共端。本發明中增設了均衡電容，當第一輸入濾波電容與第二輸入濾波電容的容量不同時，在變換器開關管導通過程中，均衡電容能夠動態調整第一變換器輸入端電壓以及第二變換器輸入端電壓，在開關管關閉前，使第一變換器輸入端電壓與第二變換器輸入端電壓相等；當第一輸入濾波電容與第二輸入濾波電容容量相同，特性一致，而第一變換器和第二變換器的特性不一致時，均衡電容能夠調整兩個變換器的輸入電流增量，從而達到糾正兩個變換器的特性差異。
[0024] 本發明中提供的變換器增設的均衡電容對兩個輸入濾波電容或兩個變換器的輸入特性偏差有良好的均衡效果。且本發明提供的變換器僅在傳統變換器電路的輸入電路基礎上，增加了一個均衡電容，電路簡潔，便于批量生產，且成本低廉;對于電路其他元件無須調試即可實現均壓均流效果，可靠性高。
【附圖說明】
[0025] 為了更清楚地說明本發明實施例或現有技術中的技術方案，下面將對實施例或現有技術描述中所需要使用的附圖作簡單地介紹，顯而易見地，下面描述中的附圖僅僅是本發明的實施例，對于本領域普通技術人員來講，在不付出創造性勞動的前提下，還可以根據提供的附圖獲得其他的附圖。
[0026] 圖1為現有技術中輸入串聯輸出并聯雙管反激DC-DC變換器電路示意圖；
[0027]圖2為現有技術中輸入串聯輸出并聯雙管正激DC-DC變換器電路示意圖；
[0028]圖3為本發明提供的輸入串聯輸出并聯DC-DC變換器電路示意圖；
[0029]圖4為本發明提供的輸入串聯輸出并聯雙管反激DC-DC變換器工作原理說明圖； [0030]圖5為本發明實施例二提供的一種輸入串聯輸出并聯雙管反激DC-DC變換器的電路不意圖；
[0031]圖6為本發明實施例二提供的另一種輸入串聯輸出并聯雙管反激DC-DC變換器的電路不意圖；
[0032]圖7為本發明實施例二提供的一種輸入串聯輸出并聯雙管正激DC-DC變換器的電路不意圖；
[0033]圖8為本發明實施例二提供的另一種輸入串聯輸出并聯雙管正激DC-DC變換器的電路不意圖；
[0034]圖9為本發明實施例二提供的一種全橋DC-DC變換器的電路示意圖；
[0035]圖10為本發明實施例二提供的一種半橋DC-DC變換器的電路示意圖。
【具體實施方式】
[0036]下面將結合本發明實施例中的附圖，對本發明實施例中的技術方案進行清楚、完整地描述，顯然，所描述的實施例僅僅是本發明一部分實施例，而不是全部的實施例。基于本發明中的實施例，本領域普通技術人員在沒有做出創造性勞動前提下所獲得的所有其他實施例，都屬于本發明保護的范圍。
[0037] 實施例一
[0038]如圖3所示，本實施例中提供一種輸入串聯輸出并聯DC-DC變換器，包括:驅動電源、第一變換器31、第二變換器32、第一輸入濾波電容C1、第二輸入濾波電容C2和均衡電容 C3;第一變換器31的正輸入端與第一輸入濾波電容C1的正端相連，并連接至驅動電源的正極Vin+ ;第一變換器31的負輸入端與第二變換器32的正輸入端相連;第二變換器的負輸入端與第二輸入濾波電容C2的負端相連，并連接至驅動電源的負極V IN-;第一輸入濾波電容的負端與第二輸入濾波電容的正端相連;均衡電容C3的一端連接第一輸入濾波電容C1與第二輸入濾波電容C2的公共端A，另一端連接第一變換器31與第二變換器32的公共端B。
[0039]需要說明的是，本實施例中所述第一變換器和所述第二變換器由相位、占空比相同的信號驅動。所述第一變換器和所述第二變換器可以均是雙管正激變換器、雙管反激變換器、全橋變換器或半橋變換器，本實施例中對此不做限定。在本發明的其他實施例中，所述第一變換器和所述第二變換器還可以是其他拓撲結構，本發明對此不做限定。本實施例中對所述第一變換器與所述第二變換器中涉及到的開關管的類型也不做限定，本實施例中優選的所述開關管為N溝道功率M0S管。
[0040] 本實施例中均衡電容C3可以是一個電容，也可以是由多個以串并聯方式連接的電容組成的等效電容，即多個串聯電容組成的等效電容，或多個并聯電容組成的等效電容，或多個電容并聯(或串聯)后再串聯(或并聯)組成的等效電容，本實施例中對此不做限定。所述的均衡電容的組成方式不影響本實施例中DC-DC變換器的具體使用效果，這是本領域技術人員容易得知的，本實施例中對此不做詳細贅述。
[0041] 本實施例提供的DC-DC變換器，由于增設了均衡電阻C3,能夠動態調整第一變換器輸入端電壓VlNl與第二變換器輸入端電壓VlN2,從而使得兩個變換器輸入端電壓趨于一致。 [0042]下面以圖4所示輸入端串聯輸出并聯的雙管反激DC-DC變換器為例說明本實施例提供的DC-DC變換器實現均壓的原理。圖4中第一變換器為雙管反激變換器41，第二變換器也為雙管反激變換器42。其相對的現有技術為圖1所示的輸入端串聯輸出并聯的雙管反激 DC-DC變換器。
[0043]對于圖1中所示的現有技術中的輸入端串聯輸出并聯的雙管反激DC-DC變換器來說，如果雙管反激變換器11與雙管反激變換器12輸入特性一致，即雙管反激變換器11的初級側電感LP1(即圖中所示Npl繞組的電感)與雙管反激變換器12的初級側電感L P2(即圖中所示Np2繞組的電感)相等，但第一輸入濾波電容C1辛第二輸入濾波電容C2;
[0044]第一輸入濾波電容C1的端電壓為：
[0046]第二輸入濾波電容C2的端電壓為：
[0048] 假設第一輸入濾波電容C1與第二輸入濾波電容C2的關系為:Cl =0.8 X C2，而驅動電源電壓VIN為1500V，則第一輸入濾波電容C1的兩端電壓VC1 = 833.3V，第二輸入濾波電容 C2的兩端電壓Vc2 = 666.7V，可見，兩個輸入濾波電容的兩端電壓均嚴重偏離了驅動電源電壓的中心值750V，這一現象在DC-DC變換器啟動瞬間尤其明顯。
[0049] 而當增加了均衡電容C3后，由于兩個輸入濾波電容的關系為C2>C1，則兩個輸入濾波電容的端電壓之間關系為Vq>V C2，使得開關管Q1-Q4導通瞬間，經過兩個雙管反激變換器的電流關系為iLP1>k P2,均衡電容C3的端電壓VC3極性為"左負右正"，如圖4所示，雙管反激變換器41的初級側輸入電流增量為：
[0051 ]雙管反激變換器42的初級側輸入電流增量為：
[0053] 從上面的初級側輸入電流增量可以看出，隨著均衡電容C3端電壓VC3的增加，雙管反激變換器41和雙管反激變換器42的初級側輸入電流增量逐漸趨于一致。當均衡電容C3容量較小時，一個開關周期內，在雙管反激變換器41和雙管反激變換器42中的開關管導通結束前
，則兩雙管反激變換器的電流增量相同；另一方面，在雙管反激變換器41和雙管反激變換器42中的開關管截止的瞬間，雙管反激變換器41中的開關管承受的最大電壓Vini = Vci_Vc3，與雙管反激變換器42中的開關管承受的最大電壓VlN2 = Vc2+Vc3也完全相同。
[0054] 對于C1>C2情況，均衡電容C3端電壓VC3極性為"左正右負"，當VC3趨于穩定值
[0055]對于輸入濾波電容Cl、C2容量相同，特性一致，即第一輸入濾波電容Cl與第二輸入濾波電容C2的端電壓關系為:VC1 = VC2 = VIN/2，但雙管反激變換器41的初級側電感LP1小于雙管反激變換器42的初級側電感L P2,使開關管導通瞬間存在iLP1>iLP2的狀況，均衡電容C3的端電壓V C3極性為"左負右正"，如圖4所示，雙管反激變換器41的初級側輸入電流增量為：
[0057]雙管反激變換器42的初級側輸入電流增量為：
[0059] 兩雙管反激變換器初級側輸入電流增量會隨均衡電容C3的端電壓VC3的增加最終趨于一致。反之，當雙管反激變換器41的初級側電感L P1大于雙管反激變換器42的初級側電感LP2時，使雙管反激變換器41和雙管反激變換器42中的開關管導通瞬間i LP1〈iLP2，將導致均衡電容C3端電壓VC3極性為"左正右負"，兩雙管反激變換器初級側輸入電流增量同樣會隨著均衡電容C3的端電壓V C3的增加而最終趨于一致。
[0060] 當電感Lpi與電感Lp2的比值為α，
，計算得知，只要均衡電容C3的端電壓
，就能使兩個串聯的雙管反激變換器的輸入電流增量相等。本實施例中，在第一輸入濾波電容C1與第二輸入濾波電容C2特性一致條件下，因兩個雙管反激變換器的輸入特性不同，會造成兩個雙管反激變換器的開關管截止時，雙管反激變換器41中的開關管承受電壓VlNl = Vci~Vc3，雙管反激變換器42中的開關管承受電壓VlN2 = VC2+VC3不同，但差別不大。例如，當LP1 = 0.9LP2，VIN= 1500V時，VC3只有39.5V，第一變換器開關管承受的電壓為 750V-39.5V，約710.5V;第二變換器開關管承受的電壓為750V+39.5V，約789.5V。
[0061]從上述分析可以看出，本實施例提供的DC-DC變換器電路，在其輸入電路中增設了一個均衡電容后，實現了對因輸入濾波電容的輸入特性不一致或因雙管反激變換器的初級側輸入電感不相同，造成的兩個雙管反激變換器的輸入電壓和輸入電流進行調整。電路簡潔，成本低廉，無須調試其他元件，即可達到均壓均流目的。
[0062]以上僅以輸入串聯輸出并聯雙管反激DC-DC變換器為例說明了增加均衡電容后的工作原理；當輸入串聯輸出并聯DC-DC變換器中的第一變換器和第二變換器為雙管正激變換器(如圖7、圖8所示）、全橋(如圖9所示)或半橋(如圖10所示)拓撲結構時，均衡電容C3同樣能糾正由次級側映射電流、激磁電感或輸入濾波電容C1與輸入濾波電容C2的端電壓不一致，導致兩變換器輸入電流、截止期間開關管電壓應力出現差異的現象。
[0063] 需要說明的是，現有技術中有增設飛跨電容Cf實現均壓效果的，但是飛跨電容Cf 與輸入濾波電容Cl或輸入濾波電容C2的關系為并聯，并聯時總容量為Cl+Cf或C2+Cf，如果 C1、C2遠遠大于Cf，那么效果就不明顯，因此，現有技術中的飛跨電容的容量必須非常大。
[0064] 而本實施例提供的均衡電容C3與第一輸入濾波電容C1，或第二輸入濾波電容C2的關系均為串聯關系，第一變換器的初級繞組Npl的端電壓為VC1+VC3,第二變換器的初級繞組 Np2的端電壓為VC2-VC3(或第一變換器的初級繞組Npl端電壓為VC1-V C3,第二變換器的初級繞組Np2端電壓為VC2+VC3);本實施例利用均衡電容C3的端電壓調整施加在初級繞組Npl和Np2 上的電壓。
[0065]具體的，本實施例中當第一輸入濾波電容C1與第二輸入濾波電容C2、第一變換器與第二變換器的特性完全一致時，iLP1 = iLP2，均衡電容C3的端電壓為0;反之，當第一輸入濾波電容C1與第二輸入濾波電容C2或第一變換器與第二變換器的特性不完全一致時，流過均衡電容C3的電流僅僅是i LP1與im的差值。可見，流過均衡電容C3的電流不大，因此，本實施例中均衡電容C3承受的電流容量要求不高，可以優選小容量、低耐壓的CBB電容(金屬化聚丙烯電容）。
[0066]本實施例提供的DC-DC變換器，在現有技術DC-DC變換器輸入電路中增設了均衡電容，能夠糾正由次級側映射電流、激磁電感或第一輸入濾波電容C1與第二輸入濾波電容C2 的端電壓不一致，導致的兩變換器輸入電流、截止期間開關管電壓應力出現差異的現象。由于只增加了均衡電容，對DC-DC變換器的輸入電路結構改變較小，使得電路簡潔、成本低廉。 [0067]而由于大容量電容誤差較大，為降低電容配對難度，現有技術中在第一輸入濾波電容C1兩端并聯大功率均壓電阻R1，以及在第二輸入濾波電容C2兩端并聯大功率均壓電阻 R2,采用該輸入電路后能在一定范圍內糾正因第一輸入濾波電容C1與第二輸入濾波電容C2 參數不嚴格匹配導致的分壓不均現象。
[0068] 但由于均壓電阻R1和均壓電阻R2的功率較大，在使用過程中有電流過電阻R1和電阻R2,產生損耗，從而增加變換器的損耗，降低變換器的效率；另外，電流流經電阻產生熱量，加劇了 DC-DC變換器的溫度升高，從而影響DC-DC變換器的可靠性。
[0069]而本實施例中提供的DC-DC變換器，一方面，加入均衡電容C3后，即使第一輸入濾波電容C1與第二輸入濾波電容C2的容量不等，使A點電位偏離
，也能保證兩個變換器的輸入電流相同，因此可以認為均衡電容C3的存在替代了均壓電阻R1和均壓電阻R2;另一方面，增設的均衡電容僅僅是儲能元件，存儲在均衡電容C3中的能量能夠得到再利用，沒有增加變換器的損耗，不會明顯加劇DC-DC變換器的溫升，因此提高了DC-DC變換器的可靠性。 [0070] 實施例二
[0071 ]本發明實施例提供的DC-DC變換器中第一輸入濾波電容C1和第二輸入濾波電容C2 的容量由DC-DC變換器的驅動電源電壓及輸出功率決定，當驅動電源電壓為直流高壓時，第一輸入濾波電容C1和第二輸入濾波電容C2的取值范圍在O.lyF~l.OyF之間；反之，當驅動電源為交流整流脈動電源時，第一輸入濾波電容C1和第二輸入濾波電容C2的取值范圍在10 yF到數百yF之間；均衡電容C3的容量大小與第一輸入濾波電容C1、第二輸入濾波電容C2之間的關系不密切，取值在InF~1 OnF之間，均衡電容C3的耐壓與驅動電源電壓的最大值有關，當VIN上限為1500V時，均衡電容C3的耐壓可選200V。本實施例中對上述取值不做具體限定，只要能夠滿足均壓均流效果即可。
[0072]本實施例提供的一種DC-DC變換器如圖5所示為輸入串聯輸出并聯雙管反激DC-DC 變換器的具體結構，包括驅動電源、第一變換器、第二變換器、第一輸入濾波電容、第二輸入濾波電容和均衡電容，其中，第一變換器、第二變換器均為雙管反激變換器，圖中繞組標志 "· "的位置相反表示雙管反激，其相對于現有技術，在輸入電路中增設了均衡電容C3,去掉了均壓電阻R1和均壓電阻R2,雙管反激變換器與輸出電路均與現有技術中的圖1所示相同，本實施例中不再進行贅述。需要說明的是，所述第一雙管反激變換器與所述第二雙管反激變換器具有相互獨立的儲能電感，如圖5中的Npl-Nsl與Np2-Ns2所示。
[0073]圖6為本實施例中提供的另一種輸入串聯輸出并聯雙管反激DC-DC變換器，與圖5 所示的輸入串聯輸出并聯雙管反激DC-DC變換器不同的是，圖6所示的輸入串聯輸出并聯雙管反激DC-DC變換器中，兩個雙管反激變換器的各繞組繞在同一磁芯的骨架上，共用同一次級繞組，即所述第一雙管反激變換器的初級繞組、次級繞組與所述第二雙管反激變換器的初級繞組、次級繞組繞在同一磁芯骨架上，形成集成儲能電感，如圖6中Npl-Np2-Ns所示，輸出電路合并為一個。
[0074]需要說明的是，獨立電感與集成儲能電感均具有其優缺點，獨立儲能電感的優點是設計、制作容易，可輸出更大的功率，但體積大;集成儲能電感體積小，但設計、制作有一定的難度，輸出功率也較小。
[0075]圖7為本實施例中提供的一種輸入串聯輸出并聯雙管正激DC-DC變換器，包括驅動電源、第一變換器、第二變換器、第一輸入濾波電容、第二輸入濾波電容和均衡電容，其中，第一變換器、第二變換器均為雙管正激變換器，圖中繞組標志"?"的位置相同表示雙管正激，其相對于現有技術，在輸入電路中增設了均衡電容C3,去掉了均壓電阻R1和均壓電阻 R2,雙管正激變換器與輸出電路均與現有技術中的圖2所示相同，本實施例中不再進行贅述。需要說明的是，所述第一雙管正激變換器與所述第二雙管正激變換器具有相互獨立的變壓器，如圖7中的Np 1 -Ns 1與Np2-Ns2所示。
[0076]圖8為本實施例中提供的另一種輸入串聯輸出并聯雙管正激DC-DC變換器，與圖7 所示的輸入串聯輸出并聯雙管正激DC-DC變換器不同的是，圖8所示的輸入串聯輸出并聯雙管正激DC-DC變換器中，兩個雙管正激變換器的各繞組繞在同一磁芯的骨架上，共用同一次級繞組，即所述第一雙管正激變換器的初級繞組、次級繞組與所述第二雙管正激變換器的初級繞組、次級繞組繞在同一磁芯骨架上，形成集成變壓器，如圖8中Npl-Np2-Ns所示，輸出電路合并為一個。
[0077]需要說明的是，獨立電感與集成變壓器均具有其優缺點，獨立變壓器的優點是設計、制作容易，可輸出更大的功率，但體積大;集成變壓器體積小，但設計、制作有一定的難度，輸出功率也較小。
[0078]圖9為全橋DC-DC變換器電路圖，包括驅動電源、第一變換器、第二變換器、第一輸入濾波電容C1、第二輸入濾波電容C2和均衡電容C3,均衡電容C3的連接方式與之前的輸入串聯輸出并聯雙管正激DC-DC變換器中或輸入串聯輸出并聯雙管反激DC-DC變換器的連接方式相同，本實施例對此不做詳細說明。其全橋電路與現有技術也相同，每個變換器包括4 個開關管（圖中Q11-Q14或Q21-Q24)，電容(C11或C21)、儲能電感(Npl-Nsl或Np2-Ns2)、兩個輸出二極管(D11、D12或D21、D22)、輸出電感L、輸出濾波電容E1以及輸出電壓Vo。
[0079]圖10為半橋DC-DC變換器電路圖，包括驅動電源、第一變換器、第二變換器、第一輸入濾波電容C1、第二輸入濾波電容C2和均衡電容C3,均衡電容C3的連接方式與之前的輸入串聯輸出并聯雙管正激DC-DC變換器中或輸入串聯輸出并聯雙管反激DC-DC變換器的連接方式相同，本實施例對此不做詳細說明。相對于全橋DC-DC變換器電路，半橋DC-DC電路中每個變換器的兩個開關管更換為電容(Q12更換為C12、Q14更換為C13或Q22更換為C22、Q24更換為C23)，其他結構不變，以上更換為本領域技術人員容易得到的，本實施例中對此不做詳細描述。
[0080] 本實施例中提供的所有DC-DC電路中，均在輸入電路中增設了均衡電容C3,從而能夠對兩個輸入濾波電容或兩個變換器的輸入特性偏差有良好的均衡效果。且本發明提供的變換器僅在傳統變換器電路的輸入電路基礎上，增加了一個均衡電容，電路簡潔，便于批量生產，且成本低廉;對于電路其他元件無須調試即可實現均壓均流效果，可靠性高。
[0081] 需要說明的是，本說明書中的各個實施例均采用遞進的方式描述，每個實施例重點說明的都是與其他實施例的不同之處，各個實施例之間相同相似的部分互相參見即可。
[0082] 對所公開的實施例的上述說明，使本領域專業技術人員能夠實現或使用本發明。對這些實施例的多種修改對本領域的專業技術人員來說將是顯而易見的，本文中所定義的一般原理可以在不脫離本發明的精神或范圍的情況下，在其它實施例中實現。因此，本發明將不會被限制于本文所示的這些實施例，而是要符合與本文所公開的原理和新穎特點相一致的最寬的范圍。
【主權項】
1. 一種DC-DC變換器，其特征在于，包括：驅動電源、第一變換器、第二變換器、第一輸入濾波電容、第二輸入濾波電容和均衡電容；所述第一變換器的正輸入端與所述第一輸入濾波電容的正端相連，并連接至所述驅動電源的正極；所述第一變換器的負輸入端與所述第二變換器的正輸入端相連；所述第二變換器的負輸入端與所述第二輸入濾波電容的負端相連，并連接至所述驅動電源的負極；所述第一輸入濾波電容的負端與所述第二輸入濾波電容的正端相連；所述均衡電容的一端連接所述第一輸入濾波電容與所述第二輸入濾波電容的公共端，另一端連接所述第一變換器與所述第二變換器的公共端。2. 根據權利要求1所述的DC-DC變換器輸入電路，其特征在于，所述均衡電容為一個電容。3. 根據權利要求1所述的DC-DC變換器，其特征在于，所述均衡電容包括多個以串并聯方式連接的電容。4. 根據權利要求1-3任意一項所述的DC-DC變換器，其特征在于，所述第一變換器為第一雙管反激變換器，所述第二變換器為第二雙管反激變換器。5. 根據權利要求4所述的DC-DC變換器，其特征在于，所述第一雙管反激變換器與所述第二雙管反激變換器具有相互獨立的儲能電感。6. 根據權利要求4所述的DC-DC變換器，其特征在于，所述第一雙管反激變換器的初級繞組、次級繞組與所述第二雙管反激變換器的初級繞組、次級繞組繞在同一磁芯骨架上，形成集成電感。7. 根據權利要求1-3任意一項所述的DC-DC變換器，其特征在于，所述第一變換器為第一雙管正激變換器，所述第二變換器為第二雙管正激變換器。8. 根據權利要求7所述的DC-DC變換器，其特征在于，所述第一雙管正激變換器與所述第二雙管正激變換器具有相互獨立的變壓器。9. 根據權利要求7所述的DC-DC變換器，其特征在于，所述第一雙管正激變換器的初級繞組、次級繞組與所述第二雙管正激變換器的初級繞組、次級繞組繞在同一磁芯骨架上，形成集成變壓器。10. 根據權利要求1-3任意一項所述的DC-DC變換器，其特征在于，所述第一變換器與所述第二變換器均為全橋變換器或半橋變換器。
【文檔編號】H02M3/335GK106026666SQ201610480871
【公開日】2016年10月12日
【申請日】2016年6月23日
【發明人】潘永雄, 徐思蔚, 鄭明治, 陳林海
【申請人】廣東工業大學

完整全(quan)部詳細技術資料下載