專利名稱：緩沖電路和使用該緩沖電路的功率變換器的制作方法
技術領域：
本發明涉及一種用于抑制在開關元件截止時的電壓瞬變(ringing)的緩沖(snubber)電路，和使用所述緩沖電路的功率變換器，例如開關電源。
背景技術：
功率變換器的例子包括使用變換器變壓器(converter transformer)的隔離型的開關電源和不使用變換器變壓器的非隔離型的開關電源。
在兩種類型的開關電源中，在開關元件截止時，由于扼流圈或者變換器變壓器的一次線圈的漏感使得開關元件經受突然的電壓變化(電壓瞬變現象)。
提供緩沖電路主要是為了抑制電壓瞬變。
如果開關電源在變換器變壓器的一次線圈中具有大的漏電感，則在開關元件截止時電壓瞬變是非常大的。因此，最好是緩沖電路可以更有效地抑制電壓瞬變。
然而，當漏電感大時，利用常規的緩沖電路抑制電壓瞬變會引起大的功率損耗。

發明內容
因而，本發明的主要目的是提供一種在開關元件截止時能夠有效地抑制電壓瞬變，同時又能夠把能量損失保持在足夠低的程度的緩沖電路。
本發明的其它的目的、特點和優點從下面的說明中可以清楚地看出。
概括地說，本發明是一種在功率變換器中的緩沖電路，所述功率變換器至少包括用于功率變換控制操作的開關元件；用于伴隨著開關元件的操作存儲并釋放和所述功率變換相關的能量的磁性體；以及借助于在所述磁性體中存儲的能量導通的換向二極管(commutating diode)，所述緩沖電路包括由串聯連接的電容器和二極管構成的第一串聯電路；以及由串聯連接的線圈和二極管構成的第二串聯電路，其中在電容器和換向二極管中的連接磁性體側相連的狀態下第一串聯電路與所述換向二極管并聯；并且所述第二串聯電路連接在第一串聯電路中的電容器和二極管之間的連接部分與磁性體中的非連接換向二極管側之間。
上述的功率變換器不僅包括開關電源，而且包括其它類型的功率變換器，例如逆變器。
開關元件不僅包括開關晶體管例如雙極晶體管和MOS晶體管，而且包括其它種類的開關元件。
上述的磁性體包括例如為變壓器的二次線圈、扼流線圈和其它的磁元件的任何磁性體，該磁性體由于開關元件操作的結果存儲和釋放能量。
所述換向二極管包括借助于磁性體存儲的能量而導通的二極管，例如例如在回掃(flyback)型開關電源中設置在變壓器的二次側的整流二極管，和在正向(forward)型開關電源中設置在變壓器的二次側的換向二極管。
在第一串聯電路中，電容器和二極管的連接方式包括直接串聯或間接串聯。
其中第一串聯電路和換向二極管并聯的方式包括間接并聯或直接并聯的任何方式。
其中第一串聯電路內的電容器和換向二極管中的連接磁性體側相連的方式包括直接或間接和換向二極管的陰極側或陽極側相連的方式。
在第一串聯電路的電容器和二極管的連接部分包括電容器和二極管直接或間接連接的任何方式。
在第二串聯電路中，線圈和二極管的連接包括直接連接和間接連接的任何方式。
其中第二串聯電路和磁性體的非連接換向二極管側連接的方式包括直接或間接和磁性體的非連接換向二極管側相連的任何方式。
按照本發明的緩沖電路，在能量完全存儲在第一串聯電路中的電容器的狀態下，當開關元件截止時，因為電容器存儲的能量釋放通過磁性體，所以開關元件的電流不會快速變小，而是逐漸變小。
因而，可以抑制在開關元件截止時的電壓瞬變。
在這種情況下，即使在使用變換器變壓器的開關電源中使用線圈進行功率變換，使用抽頭電抗器及其類似物的開關電源具有大的漏電感，因為元件由電容器、二極管和線圈構成，所以增強的電壓瞬變作用不會引起功率損耗。
如上所述，按照本發明，可以抑制在開關元件截止時產生的電壓瞬變，同時可以大大減少功率損耗。
按照本發明的功率變換器包括用于進行功率變換控制操作的開關元件；用于伴隨著開關元件的操作存儲和釋放和功率變換有關的電能的磁性體；用于借助于磁性體存儲的能量而導通的換向二極管；以及用于抑制在開關元件截止時的電壓變化的緩沖電路，其中所述緩沖電路具有由電容器和二極管構成的第一串聯電路以及由線圈和二極管構成的第二串聯電路，在電容器和換向二極管中的連接磁性體側相連的狀態下，所述第一串聯電路和所述換向二極管并聯連接，并且第二串聯電路連接在第一串聯電路中的電容器和二極管的連接部分與磁性體中的非連接換向二極管側之間。
按照本發明的功率變換器，因為使用緩沖電路，所以可以抑制在開關元件截止時產生的電壓瞬變，并且能夠大大減少伴隨著所述抑制而產生的功率損耗。


通過參照

的本發明的優選實施例，將會使本發明的這些以及其它的目的和優點看得更加清楚，其中圖1是表示按照本發明的優選實施例的開關電源的主要部分的電路圖；圖2A是在圖1所示的開關電源中的開關元件SW1的電壓波形圖；圖2B是在圖1所示的開關電源中的開關元件SW1的電流波形圖；圖2C是在圖1所示的開關電源中的整流二極管D1的電流波形圖；圖2D是在圖1所示的開關電源中的換向二極管D2的電流波形圖；圖3是表示開關電源的主要部分的電路圖，用于說明每個部分中的電流響應(behavior)；圖4是表示開關電源的主要部分的電路圖，用于說明每個部分中的電流響應；圖5是表示開關電源的主要部分的電路圖，用于說明每個部分中的電流響應；圖6是表示開關電源的主要部分的電路圖，用于說明每個部分中的電流響應；圖7是表示開關電源的主要部分的電路圖，用于說明每個部分中的電流響應；圖8是表示開關電源的主要部分的電路圖，用于說明每個部分中的電流響應；圖9是表示開關電源的主要部分的電路圖，用于說明每個部分中的電流響應；圖10A是圖3到圖9所示的開關元件SW1的電壓波形圖；圖10B是圖3到圖9所示的開關元件SW1的電流波形圖；圖10C是圖3到圖9所示的換向二極管D2的電流波形圖；圖10D是圖3到圖9所示的電容器C3的電流波形圖；圖10E是圖3到圖9所示的電容器C3的電壓波形圖；圖10F是圖3到圖9所示的線圈L2的電流波形圖；圖11是表示本發明的另一個實施例的開關電源的主要部分的電路圖；圖12A是在圖11所示的開關電源中的開關元件SW1的電壓波形圖；圖12B是在圖11所示的開關電源中的開關元件SW1的電流波形圖；圖12C是在圖11所示的開關電源中的換向二極管D2的電流波形圖；圖13是表示開關電源的主要部分的電路圖，用于說明每個部分中的電流響應；圖14是表示開關電源的主要部分的電路圖，用于說明每個部分中的電流響應；圖15是表示開關電源的主要部分的電路圖，用于說明每個部分中的電流響應；圖16是表示開關電源的主要部分的電路圖，用于說明每個部分中的電流響應；圖17是表示開關電源的主要部分的電路圖，用于說明每個部分中的電流響應；圖18是表示開關電源的主要部分的電路圖，用于說明每個部分中的電流響應；
圖19是表示開關電源的主要部分的電路圖，用于說明每個部分中的電流響應；圖20A是圖13到圖19所示的開關元件SW1的電壓波形圖；圖20B是圖13到圖19所示的開關元件SW1的電流波形圖；圖20C是圖13到圖19所示的換向二極管D2的電流波形圖；圖20D是圖13到圖19所示的電容器C3的電流波形圖；圖20E是圖13到圖19所示的電容器C3的電壓波形圖；圖20F是圖13到圖19所示的線圈L2的電流波形圖；圖21是表示本發明的另一個實施例的開關電源的主要部分的電路圖；圖22A是在圖21所示的開關電源中的開關元件SW1的電壓波形圖；圖22B是在圖21所示的開關電源中的開關元件SW1的電流波形圖；圖22C是在圖21所示的開關電源中的換向二極管D2的電流波形圖；圖23是表示開關電源的主要部分的電路圖，用于說明每個部分中的電流響應；圖24是表示開關電源的主要部分的電路圖，用于說明每個部分中的電流響應；圖25是表示開關電源的主要部分的電路圖，用于說明每個部分中的電流響應；圖26是表示開關電源的主要部分的電路圖，用于說明每個部分中的電流響應；圖27是表示開關電源的主要部分的電路圖，用于說明每個部分中的電流響應；圖28是表示開關電源的主要部分的電路圖，用于說明每個部分中的電流響應；圖29是表示開關電源的主要部分的電路圖，用于說明每個部分中的電流響應；圖30A是圖23到圖29所示的開關元件SW1的電壓波形圖；圖30B是圖23到圖29所示的開關元件SW1的電流波形圖；圖30C是圖23到圖29所示的換向二極管D2的電流波形圖；圖30D是圖23到圖29所示的電容器C3的電流波形圖；圖30E是圖23到圖29所示的電容器C3的電壓波形圖；
圖30F是圖23到圖29所示的線圈L2的電流波形圖；圖31是表示本發明的另一個實施例的開關電源的主要部分的電路圖；圖32是表示本發明的另一個實施例的開關電源的主要部分的電路圖；圖33是表示本發明的另一個實施例的開關電源的主要部分的電路圖；圖34是表示本發明的另一個實施例的開關電源的主要部分的電路圖；圖35是表示本發明的另一個實施例的開關電源的主要部分的電路圖；圖36是表示本發明的另一個實施例的開關電源的主要部分的電路圖；圖37是表示本發明的另一個實施例的開關電源的主要部分的電路圖；圖38是表示本發明的另一個實施例的開關電源的主要部分的電路圖；以及圖39是表示本發明的另一個實施例的開關電源的主要部分的電路圖。
在所有這些圖中，相同的元件用相同的標號表示。
具體實施例方式
下面參照圖1到圖10說明按照本發明的優選實施例的緩沖電路的開關電源。所述開關電源是一種作為功率變換器的例子的正向方案(forwardscheme)。
參見圖1，一次側的平波電容器C1對施加于其上的全波整流電壓進行濾波。變換器變壓器T1包括一次線圈和二次線圈，同時在變換器變壓器T1中的漏感用L表示。開關元件SW1由晶體管構成，并和變換器變壓器T1的一次線圈串聯連接，通過導通和截止進行功率控制。
整流二極管D1的陽極連接在變換器變壓器T1的二次線圈的一端。扼流線圈L1和整流二極管D1的陰極串聯連接。換句話說，扼流線圈L1通過整流二極管D1間接地和變換器變壓器T1的二次線圈相連。扼流線圈L1作為平波磁性體，其在開關元件S1導通時存儲能量，在開關元件S2截止時釋放能量。
換向二極管D2連接在整流二極管D1和扼流線圈L1的連接部分。換向二極管D2作為用于釋放扼流線圈L1中的能量的二極管。二次側平波電容C2和扼流線圈L1以及變換器變壓器T1的二次線圈并聯。
基本上按上述方式構成的正向方案開關電源的操作是熟知的，因此此處省略其詳細說明。在這種情況下，開關電源是一種進行功率變換的電路方案，用于獲得穩定的電流或電壓，一般包括輸出電壓的檢測電路，或控制器電路，用于按照檢測的電壓通過開關元件SW1的導通與截止周期的控制，把輸出電壓穩定地控制在恒值，不過，在本實施例中的圖中沒有示出這些電路。
緩沖電路10包括電容器C3和二極管D3的第一串聯電路和線圈L2與二極管D4的第二串聯電路。
第一串聯電路20和換向二極管D2并聯連接。在第一串聯電路20中，電容器C3連接在換向二極管D2中的連接扼流線圈側(磁性體連接側)“a”。在這種情況下，扼流線圈連接側a相應于換向二極管D2的陰極側。
第二串聯電路30連接在第一串聯電路20中的電容器C3和二極管D3的連接部分b與扼流線圈L1的非連接換向二極管側c之間。
參見圖2A-2D，在隨著開關元件SW1的導通和截止而產生的電流和電壓的波形中，開關元件SW1的電壓VSW1的變化如圖2A所示。開關元件SW1的電流ISW1的變化如圖2B所示。整流二極管D1的電流ID1的變化如圖2C所示。換向二極管D2的電流ID2的變化如圖2D所示。
參見圖3和圖10A-10F，按照模式式1到模式7說明在開關元件SW1截止時電壓波動的抑制。
在每種模式中，電流由箭頭表示。
圖10A表示施加于開關元件SW1的電壓VSW1(集電極電壓)，圖10B表示流入開關元件SW1的電流ISW1，圖10C表示流入換向二極管D2的電流ID2，圖10D表示流入電容器C3的電流IC3，圖10E表示施加于電容器C3的電壓VC3，圖10F表示流入線圈L2的電流IL2。
(模式1)在模式1中，如圖3和圖10A-10F所示，開關元件SW1在模式1開始時導通。因為開關元件SW1導通，其電壓VSW1接近0，其電流ISW1近似為一個預定值的恒值。
換向二極管D2的電流ID2為0。
從模式1開始到模式1的一半在電容器C3存儲的能量較小的期間內電容器C3的電流IC3向負的方向增加，接著，隨著存儲能量的增加而減少，在模式1結束時，因電容器C3存儲的能量已滿而停止。
電容器C3的電壓VC3向正的方向增加，直到模式1結束，線圈L2的電流IL2增加，然后在中途轉為減少。
電流通過由變換器變壓器T1的二次線圈、整流二極管D1和扼流線圈L1構成的第一通路以及由所述的二次線圈、電容器C3、線圈L2和二極管D4構成的第二通路流向平波電容器C2。
(模式2)在模式2中，如圖4和圖10A-10F所示，開關元件SW1的電壓VSW1和電流ISW1和換向二極管D2的電流ID2根本不變。因為C3已經存儲有能量，并且在全充電狀態，所以電流IC3不再流入，因而電容器C3的電壓VC3基本恒定。而線圈L2借助于其存儲的能量作為電源流過電流IL2，即使來自電容器C3的電流截止。電流IL2逐漸減少，這是因為其能量減少的緣故。
電流經過由變換器變壓器T1的二次線圈、整流二極管D1和扼流線圈L1構成的第一通路以及由二極管D3、線圈L2和二極管D4構成的第二通路流向平波電容器C2。
(模式3)如圖5和圖10A-10F所示，當模式3開始時，開關元件SW1截止。由于截止，開關元件SW1的電壓VSW1開始減少，而其電流ISW1則開始減少。
即使在模式3開始時，電流繼續流入扼流圈L1。此外，換向二極管D2在模式3中不導通，電流ID2等于0。
在這種狀態下，因為開關元件SW1是截止的，所以變換器變壓器T1的二次線圈的電壓減少。結果，存儲在電容器C3中的電壓更高，使得電流IC3從電容器C3流入扼流線圈L1。電流IC3逐漸增加，直到模式3結束。
因為電流IC3逐漸增加，所以在整個模式3中，開關元件SW1的電流ISW1逐漸地且平滑地減少，因而，在模式3中開關元件SW1的電壓VSW1的波動被抑制。
電流通過由變換器變壓器T1的二次線圈、整流二極管D1以及扼流線圈L1構成的第一通路、由二極管D3、電容器C3和扼流線圈L1構成的第二通路和由二極管D3、線圈L2以及二極管D4構成的第三通路流向平波電容器C2。
(模式4)參看圖6和圖10A-10F，雖開關元件SW1從開始到模式4的第一半個時間間隔期間處于截止狀態，電流不通過整流二極管D1流入扼流線圈L1。
雖然來自電容器C3的電流IC3流入扼流線圈L1，但電流IC3在整個模式4期間幾乎是恒定的。相應地，電流ID2在整個模式4期間也不流入換向二極管D2。
電流通過由二極管D3、電容器C3和扼流線圈L1構成的第一通路以及由二極管D3、線圈L2和二極管D4構成的第二通路流入平波電容器C2。
(模式5)在模式5中，如圖7和圖10A-10F所示，來自電容器C3中的電流開始減少，使得換向二極管D2導通，從而把扼流線圈L1設置為電流源，借以使電流ID2開始流過。
電流通過由換向二極管D2和扼流線圈L1構成的第一通路、由二極管D3、電容器C3和扼流線圈L1構成的第二通路以及由二極管D3、線圈L2和二極管D4構成的第二通路流入平波電容器C2。
(模式6)在模式6中，如圖8和圖10A-10F所示，來自電容器C3的電流IC3不再流動，并且流入換向二極管D2的電流ID2也幾乎是恒定的。
電流通過由換向二極管D2和扼流線圈L1構成的第一通路，以及由二極管D3、線圈L2和二極管D4構成的第三通路流入平波電容器C2。
(模式7)在模式7中，如圖9和圖10A-10F所示，開關元件SW1的電壓VSW1也是穩定的。
電流通過由換向二極管D2和扼流線圈L1構成的通路流入平波電容器C2。
在上述的模式1到模式7中，在本發明的實施例的情況下，因為在模式3中在開關元件SW1截止時開關元件SW1的電流ISW1逐漸減少，所以即使變換器變壓器T1的一次線圈具有大的漏感，也能抑制在開關元件SW1截止時的電壓瞬變。
此外，因為由電容器C3、二極管D3和D4以及線圈L2形成緩沖電路10，所以基本上可以防止緩沖電路10中的能量消耗。
緩沖電路10提供在開關電源的二次側中，借以使得能夠使用額定電壓和外形尺寸小的元件。
下面參照圖11到圖20說明按照本發明的另一個實施例的回掃開關電源，所述開關電源具有緩沖電路10。和上述的實施例一樣，緩沖電路具有由電容器C3和二極管D3構成的第一串聯電路20，以及由線圈L2和二極管D4構成的第二串聯電路30。
第一串聯電路20和換向二極管D2并聯連接。
在第一串聯電路20中，電容器C3和換向二極管D2中的變換器變壓器T1中的連接二次線圈側(磁性體連接側)a相連。
第二串聯電路30連接在第一串聯電路20中的電容器C3和二極管D3的連接部分b和作為磁性體的二次線圈中的非連接換向二極管側c之間。
參見圖12A-12C，如圖12A和12B所示，其中分別示出了開關元件SW1的電壓VSW1及其電流ISW1的變化。在圖12C中示出了換向二極管D2的電流ID2的變化。
圖13到圖19分別說明模式1到7。
圖20A到20F分別相應于圖10A到圖10F。
(模式1)如圖13和圖20A-20F所示，在模式1開始，開關元件SW1導通。開關元件SW1上的電壓VSW1接近于0，通過開關元件SW1的電流ISW1近似于一個恒定的預定值。換向二極管D2的電流ID2為0。
在緩沖電路10中，電容器C3的電流IC3向負的方向增加，然后在中途減少，最后，在模式1結束時停止流動，此時在電容器C3中存儲的能量處于滿狀態。因為換向二極管D2截止，沒有電流流過平波電容器C2。
(模式2)在模式2中，如圖14和圖20A-20F所示，因為電容器C3已經存儲有能量并處于滿充電狀態，所以電流IC3流動。線圈L2借助于在其中存儲的能量而成為電流源，并且其中流過電流IL2。因而，電流通過由線圈L2、二極管D4和二極管D3構成的通路流入平波電容器C2。
(模式3)在模式3中，如圖15和圖20A-20F所示，開關元件SW1截止，開關元件SW1上的電壓開始增加，并且其電流ISW1開始減少。
在這種情況下，由于由電容器C3施加的電流IC3，從模式3開始到結束開關元件SW1的電流ISW1平滑地且逐漸地減少，使得開關元件SW1上的電壓VSW1以這樣一個梯度增加，使得從模式3開始到結束能夠抑制電壓瞬變。
相應地，電流通過由變換器變壓器T1的二次線圈、電容器C3和二極管D3構成的通路和由線圈L2、二極管D4和二極管D3構成的通路流入平波電容器C2。
(模式4)參考圖16和圖20A-20F。在模式4中，電流通過由二次線圈、電容器C3和二極管D3構成的通路以及由線圈L2、二極管D4、和二極管D3構成的另一通路流入平波電容器C2。
(模式5)在模式5中，如圖17和圖20A-20F所示，電流ID2開始流入換向二極管D2，同時電容器C3的電流IC3開始減少。
電流通過由二次線圈和換向二極管D2構成的通路，由二次線圈、電容器C3和二極管D3構成的通路以及由線圈L2、二極管D4和二極管D3構成的通路流入平波電容器C2。
(模式6)在模式6中，如圖18和圖20A-20F所示，電流IC3不從電容器C3流動，并且電流通過由二次線圈和換向二極管D2構成的通路，以及由線圈L2、二極管D4和二極管D3構成的通路流入平波電容器C2。
(模式7)在模式7中，如圖19和圖20A-20F所示，電流通過由換向二極管D2和二次線圈構成的通路流入平波電容器C2。
在上述的實施例中，和前面所述的實施例一樣，抑制了在開關元件SW1截止時的電壓瞬變。
此外，因為緩沖電路10具有電容器C3、二極管D3和D4，以及線圈L2，所以基本上可以防止緩沖電路10中的能量損失。
緩沖電路10提供在開關電源的二次側中，因此能夠使用額定電壓和外形尺寸小的元件。
參看圖21-30說明按照本發明的另一個優選實施例的抽頭電抗器方案的開關電源。所述開關電源包括一次側平波電容器C1，開關元件SW1，抽頭電抗器L3，二次側平波電容C2，換向二極管D2和緩沖電路10。
開關電源的這種操作是熟知的，因此省略其說明。
所述開關電源具有緩沖電路10。和上述的實施例一樣，緩沖電路10具有由電容器C3和二極管D3構成的第一串聯電路20，和由線圈L2以及二極管D4構成的第二串聯電路30。
第一串聯電路20和換向二極管D2并聯。
在第一串聯電路20中，電容器C3連接到換向二極管D2中的連接抽頭電抗器側(磁性體連接側)a。在這種情況下，二次線圈連接側a相應于換向二極管D2的陰極側。
第二串聯電路30串聯在第一串聯電路20中的電容器C3與二極管D3的連接部分b和抽頭電抗器L3中的非連接換向二極管側c之間。
參照圖22A-22C，開關元件SW1的電壓VSW1如圖22A所示，其電流ISW1如圖22B所示。換向二極管D2的電流ID2如圖22C所示。
圖23-29分別表示模式1-模式7。
圖30A-30F分別相應于圖10A-10F。
(模式1)在模式1中，如圖23和圖30A-30F所示，開關元件SW1導通。開關元件SW1的電壓VSW1接近于0，其電流ISW1近似于預定值的恒值。換向二極管D2的電流ID2是0。
電容器C3的電流IC3向負的方向增加，然后減少，在模式1結束時，當電容器C3存儲的能量處于滿狀態時，電流則停止流入電容器C3。
(模式2)在模式2中，如圖24和圖30A-30F所示，開關元件SW1的電壓VSW1和電流ISW1都不存在。因為電容器C3已經存儲有能量，并處于滿充電狀態，所以沒有電流IC3電容器C3。
(模式3)如圖25和圖30A-30F所示，模式3是開關元件SW1的完全截止周期。在模式3開始時，開關元件SW1的電壓VSW1開始增加，并且其電流ISW1開始減少。
在這種情況下，由于從電容器C3提供的電流IC3，從模式3的開始到結束開關元件SW1的電流ISW1平滑地且逐漸地減少，使得開關元件SW1的電壓VSW1以這樣的梯度增加，在所述梯度下，從模式3的開始到結束，電壓瞬變被抑制。
(模式4)在模式4中，如圖26和圖30A-30F所示，電流通過由二極管D3、電容器C3和抽頭電抗器L3的另一個線圈L32構成的第一通路和由二極管D3、線圈L2和二極管D4構成的第二通路流入平波電容器C3。
(模式5)在模式5中，如圖27和圖30A-30F所示，電流ID2開始流入換向二極管D2，同時電容器C3的電流IC3開始減少。
電流通過由換向二極管D2和抽頭電抗器L3的另一個線圈L32構成的第一通路，由二極管D3、電容器C3和抽頭電抗器L3的另一個線圈構成的第二通路，以及由二極管D3、線圈L2和二極管D4構成的第三通路流入平波電容器C2。
(模式6)在模式6中，如圖28和圖30A-30F所示，電流IC3不再從電容器C3中流動。
電流通過由換向二極管D2和抽頭電抗器L3的另一個線圈L32構成的第一通路，以及由二極管D3、線圈L2和二極管D4構成的第二通路流入平波電容器C2。
(模式7)在模式7中，如圖29和圖30A-30F所示，電流通過由換向二極管D2和抽頭電抗器L3的另一個線圈L32構成的通路流入平波電容器C2。
本實施例可以獲得和上述相同的操作效果。
此外，本發明的正向方案開關電源的例子包括如圖31-33所示的那些。本發明同樣可以應用于這些開關電源。在圖31-33中，沒有示出變換器變壓器T1的一次側。此外，在圖32和33的情況下，扼流線圈L1和變換器變壓器T1的二次線圈直接相連。
本發明的回掃方案開關電源的例子包括圖34-36所示的那些。本發明同樣可以應用于這些開關電源。在圖34-36中，沒有示出變換器變壓器T1的一次側。
本發明的抽頭電抗器方案開關電源的例子如圖37到39所示。本發明同樣適用于這些開關電源。圖37到39中沒有示出開關元件SW1。
本發明作為功率變換器適用于開關電源。但是，這并不意味著限制本發明的范圍。本發明也可以應用于功率變換器，例如逆變器。
雖然已經說明了目前認為是優選的本發明的實施例，應當理解，其中可以作出各種改型，這些改型都落在所附的權利要求的構思和范圍內。
權利要求
1.一種提供在功率變換器中的緩沖電路，所述功率變換器至少包括用于進行功率變換控制操作的開關元件，用于伴隨著開關元件的操作存儲并釋放和所述功率變換相關的電能的磁性體，以及借助于在所述磁性體中存儲的能量而導通的換向二極管，所述緩沖電路至少包括第一串聯電路，其中電容器和二極管串聯連接；以及第二串聯電路，其中線圈和二極管串聯連接，其中所述第一串聯電路在所述第一串聯電路的電容器和所述換向二極管中的連接磁性體側相連的狀態下與所述換向二極管并聯；并且所述第二串聯電路被連接在所述第一串聯電路中的電容器和二極管之間的連接部分與所述磁性體中的非連接換向二極管側之間。
2.如權利要求1所述的緩沖電路，其中所述功率變換器是具有變換器變壓器的正向方案開關電源；所述開關元件和所述變換器變壓器的一次線圈串聯連接；并且所述磁性體由和所述變換器變壓器的二次線圈直接或間接相連的扼流線圈構成。
3.如權利要求1所述的緩沖電路，其中所述功率變換器是具有變換器變壓器的回掃方案開關電源；所述開關元件和所述變換器變壓器的一次線圈串聯；并且所述磁性體由所述變換器變壓器的二次線圈構成。
4.如權利要求1所述的緩沖電路，其中所述功率變換器是具有抽頭電抗器的開關電源；并且所述磁性體由所述抽頭電抗器構成。
5.一種功率變換器，包括用于進行功率變換控制操作的開關元件；用于伴隨著開關元件的操作存儲和釋放和功率變換有關的電能的磁性體；用于借助于磁性體存儲的能量而導通的換向二極管；以及用于抑制在開關元件截止時的電壓變化的緩沖電路，其中所述緩沖電路具有由電容器和二極管構成的第一串聯電路以及由線圈和二極管構成的第二串聯電路；在所述第一串聯電路的電容器和所述換向二極管中的連接磁性體側相連的狀態下，所述第一串聯電路和所述換向二極管并聯連接；并且所述第二串聯電路連接在第一串聯電路中的電容器和二極管的連接部分與磁性體中的非連接換向二極管側之間。
6.一種正向方案功率變換器，包括變換器變壓器；開關元件，和所述變換器變壓器的一次線圈的一端串聯連接，從而進行功率變換控制操作；和所述變換器變壓器的二次線圈的一端連接的整流二極管；扼流線圈，其通過所述整流二極管間接地和所述變換變壓器的二次線圈的一端相連，或者直接地和所述二次線圈的另一端相連，從而伴隨著所述開關元件的操作存儲和釋放和所述功率變換有關的能量；換向二極管，其和所述所述整流二極管以及所述變換變壓器的二次線圈的另一端并聯連接，使得借助于在所述扼流線圈中存儲的能量而導通；以及緩沖電路，用于抑制在所述開關元件截止時而產生的電壓變化，其中所述緩沖電路至少具有第一串聯電路，其中電容器和二極管串聯連接；以及第二串聯電路，其中線圈和二極管串聯連接；所述第一串聯電路在所述第一串聯電路的電容器和所述換向二極管中的連接磁性體側相連的狀態下與所述換向二極管并聯；并且所述第二串聯電路連接在所述第一串聯電路中的電容器和二極管之間的連接部分與所述磁性體中的非連接換向二極管側之間。
7.一種回掃方案功率變換器，包括變換器變壓器；開關元件，和所述變換器變壓器的一次線圈的一端串聯連接，從而進行功率變換控制操作；換向二極管，其和所述變換器變壓器的二次側的一端相連，并借助于在所述二次側中存儲的能量而導通；以及緩沖電路，用于抑制在所述開關元件截止時而產生的電壓變化，其中所述緩沖電路至少具有第一串聯電路，其中電容器和二極管串聯連接；以及第二串聯電路，其中線圈和二極管串聯連接；所述第一串聯電路在所述第一串聯電路的電容器和所述換向二極管中的連接所述扼流線圈側相連的狀態下與所述換向二極管并聯；并且所述第二串聯電路連接在所述第一串聯電路中的電容器和二極管之間的連接部分與所述二次線圈中的非連接換向二極管側之間。
8.一種具有抽頭電抗器的功率變換器，包括抽頭電抗器；開關元件，和所述抽頭電抗器的一個線圈的一端串聯連接，從而進行功率變換控制操作；換向二極管，其和所述抽頭電抗器的另一個線圈相連，從而借助于在所述另一個線圈中存儲的能量而導通；以及緩沖電路，用于抑制在所述開關元件截止時而產生的電壓變化，其中所述緩沖電路至少具有第一串聯電路，其中電容器和二極管串聯連接；以及第二串聯電路，其中線圈和二極管串聯連接；所述第一串聯電路在所述第一串聯電路的電容器和所述換向二極管中的所述抽頭電抗器的連接所述另一個線圈側相連的狀態下與所述換向二極管并聯；并且所述第二串聯電路連接在所述第一串聯電路中的電容器和二極管之間的連接部分與所述抽頭電抗器的所述另一個線圈中的非連接換向二極管側之間。
全文摘要
本發明具有由電容器和二極管構成的第一串聯電路與由線圈和二極管構成的第二串聯電路,第一串聯電路在所述電容器和換向二極管中的扼流線圈側相連的狀態下與換向二極管并聯,并且所述第二串聯電路連接在第一串聯電路中的電容器和二極管的連接部分與扼流線圈中的非連接換向二極管側之間。
文檔編號H02M3/335GK1349297SQ0113856
公開日2002年5月15日 申請日期2001年10月17日 優先權日2000年10月17日
發明者坪田康弘, 小堀秀樹, 丸茂克也 申請人:歐姆龍株式會社